авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ  БИБЛИОТЕКА

АВТОРЕФЕРАТЫ КАНДИДАТСКИХ, ДОКТОРСКИХ ДИССЕРТАЦИЙ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ

Ключевой элемент квазирезонансного преобразователя напряжения на основе мдп-транзистора

На правах рукописи

Соломатова Анна Александровна КЛЮЧЕВОЙ ЭЛЕМЕНТ КВАЗИРЕЗОНАНСНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ НА ОСНОВЕ МДП-ТРАНЗИСТОРА Специальность 05.09.12 – Силовая электроника

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Красноярск – 2012

Работа выполнена в Сибирском государственном аэрокосмическом университете им. академика М.Ф. Решетнева

Научный консультант: кандидат технических наук, доцент Горяшин Николай Николаевич

Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессор Михальченко Геннадий Яковлевич (Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники) кандидат технических наук Эльман Виктор Олегович (ОАО «НПЦ «Полюс»)

Ведущая организация: ОАО «Информационные спутниковые системы им. академика М.Ф. Решетнева» (г. Железногорск)

Защита состоится «22» марта 2012 г. в 15:15 часов на заседании диссертационного совета по защите докторских и кандидатских диссертаций Д.212.268.03 в ауд. 203 главного корпуса Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники по адресу: 634050, г. Томск, пр. Ленина,40.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники, по адресу:

634034, г. Томск, ул. Вершинина, 74.

Автореферат разослан «21» февраля 2012 г.

Ученый секретарь диссертационного совета канд. техн. наук, доцент Р.В. Мещеряков

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность работы. Тенденция развития высокочастотных преобразователей напряжения (ПН), входящих в состав различных энергосистем (стационарных, автономных и т.д.), направлена на разработку резонансных и квазирезонансных ПН ввиду их преимуществ перед традиционными импульсными преобразователями. Режим работы импульсных полупроводниковых ключей данных ПН позволяет формировать близкую к гармонической форму тока и напряжения в силовых цепях, это в свою очередь снижает динамические потери мощности в полупроводниковых силовых элементах, повышает КПД, существенно улучшает электромагнитную совместимость таких ПН с полезной нагрузкой, снижает габаритные размеры и массу емкостных и индуктивных элементов выходного фильтра, благодаря возможности повышения частоты коммутации без увеличения потерь мощности на ключевом элементе (КЭ).

В исследование и разработку высокочастотных ПН, использующих резонансный режим работы, большой вклад внесли зарубежные и отечественные ученые: R.W. Erickson, J. Abu-Qahouq, W. Andreycak, I. Barbi, А.В. Лукин и другие.

Разработка подобных устройств связана с моделированием режимов работы импульсных коммутирующих элементов – полупроводниковых ключей, они в свою очередь обладают нелинейными динамическими характеристиками, которые необходимо учитывать при проектировании ПН данного типа. При этом возникает проблема определения и описания механизмов взаимовлияния внешних резонансных компонентов и паразитных реактивных компонентов в структуре полупроводникового прибора. Таким образом, разработка методики проектирования ПН с резонансным контуром (РК), с точки зрения удельной мощности и КПД, невозможна без достоверных аналитических моделей динамических процессов в полупроводниковых транзисторных и диодных ключах при работе в цепи РК. Это становится особенно актуальным при проектировании ПН, работающих на частотах порядка 0,5-1МГц.

Целью работы является повышение энергетической эффективности работы силовых ключей на основе МДП-транзисторов и диодов Шоттки в импульсных преобразователях напряжения квазирезонансного типа малой и средней мощности.

Для достижения поставленной цели были решены следующие задачи:

1. Сравнительная оценка статических потерь мощностей, рассеиваемых на ключевых элементах, в квазирезонансном ПН с переключением при нуле тока (ПНТ) с частотно-импульсной модуляцией для двух разных режимов работы резонансного цикла.

2. Анализ мощности динамических потерь МДП-ключа в квазирезонансном ПН с ПНТ и полной волной тока резонансного цикла.

3. Экспериментальные исследования и анализ механизма токораспределения между элементами КЭ в схеме, состоящей из параллельно соединенных диода, встроенного в МДП-транзистор, и диода Шоттки, в квазирезонансном ПН с ПНТ и полной волной тока резонансного цикла.

4. Разработка способа снижения динамических потерь мощности, связанных с процессом обратного восстановления встроенного в МДП-ключ диода в квазирезонансном ПН с ПНТ и полной волной тока резонансного цикла.

5. Экспериментальное исследование двунаправленного ключа, содержащего транзисторы с одинаковыми и разными блокирующими напряжениями, в квазирезонансном ПН с ПНТ и половиной волны тока резонансного цикла для определения условия выбора транзисторов, позволяющего уменьшить мощность статических потерь в двунаправленном ключе.

Объект исследований – ключевой элемент на основе МДП-транзисторов и диодов с барьером Шоттки в импульсном квазирезонансном преобразователе напряжения.

Предмет исследований – электромагнитные процессы в электрической цепи, состоящей из резонансного контура и полупроводникового транзисторно диодного ключевого элемента.

Методы исследований базируются на общих положениях теории электрических цепей, алгебраических и дифференциальных уравнений, вычислительных методах и использовании современных инструментальных систем и методов математического моделирования с использованием пакетов:





MathCAD, Micro-Cap, а также экспериментальных исследованиях динамических режимов силовых полупроводниковых приборов.

Наиболее существенные новые научные результаты:

1. Установлена аналитическая зависимость соотношения значений статических потерь мощности в ключевом элементе на основе МДП-транзистора между двумя режимами работы квазирезонансного преобразователя напряжения с переключением при нулевых значениях тока от диапазона регулирования (изменения входного напряжения и тока нагрузки).

2. Установлено влияние динамических параметров схемы, состоящей из параллельно соединенных диода, встроенного в МДП-транзистор, и диода Шоттки, на токораспределение между диодами при работе в составе ключевого элемента квазирезонансного преобразователя напряжения с переключением при нулевых значениях тока с полной волной резонансного цикла в зависимости от собственной частоты резонансного контура.

3. Предложена методика расчета параметров усовершенствованного ключевого элемента квазирезонансного преобразователя напряжения с полной волной тока резонансного цикла с использованием физического и математического моделирования токораспределения, что в результате позволяет получить ключевой элемент с меньшими динамическими потерями мощности в МДП-транзисторе, возникающими за счет процесса обратного восстановления встроенного в него диода.

4. Выявлены дополнительные потери мощности в ключевом элементе, вызванные процессами, происходящими в паразитном резонансном контуре, образованном индуктивным элементом основного резонансного контура и емкостью сток-исток МДП-транзистора, выполняющего роль синхронного выпрямителя в схеме «двунаправленный ключ» в квазирезонансном преобразователе напряжения с половиной волны тока резонансного цикла, и предложено условие выбора данного МДП-транзистора, позволяющее снизить эти потери.

Практическая ценность заключается в улучшении энергетических характеристик, качества выходной электроэнергии импульсных ПН за счет созданной методики проектирования резонансного ключевого элемента, позволяющей более эффективно использовать квазирезонансные ПН с переключением при нуле тока в различных системах энергообеспечения, в том числе и в системах электропитания космических аппаратов.

Достоверность научных и практических результатов, полученных в работе, подтверждается совпадением результатов теоретических расчетов, математического, имитационного моделирования в формате P-spice и экспериментальных исследований.

Основные положения, выносимые на защиту:

1. Условие выбора одного из двух возможных режимов работы квазирезонансного преобразователя напряжения с переключением при нулевых значениях тока, позволяющее определить тот режим, при котором мощность статических потерь ключевого элемента будет наименьшей в заданном диапазоне регулирования.

2. Экспериментально установленная взаимосвязь динамических параметров схемы, состоящей из параллельно соединенных диода, встроенного в МДП транзистор, и диода Шоттки, и токораспределения между диодами при работе в составе ключевого элемента квазирезонансного преобразователя напряжения с переключением при нулевых значениях тока с полной волной резонансного цикла в зависимости от собственной частоты резонансного контура.

3. Усовершенствованный ключевой элемент квазирезонансного преобразователя напряжения с полной волной тока резонансного цикла и методика расчета его параметров, применение которой позволяет значительно снизить динамические потери мощности в МДП-транзисторе, возникающие за счет процесса обратного восстановления встроенного в него диода.

4. Условие выбора МДП-транзистора, выполняющего роль синхронного выпрямителя в схеме «двунаправленный ключ» в квазирезонансном преобразователе напряжения с половиной волны тока резонансного цикла, позволяющее подобрать МДП-транзистор, при котором исключаются возможные дополнительные потери мощности на нем.

Апробация работы. Материалы диссертационной работы докладывались и обсуждались: на X, XIII, XIV, XV Международной научной конференции «Решетневские чтения», г. Красноярск (2006, 2009, 2010, 2011г.);

на Всероссийской научно-практической конференции студентов, аспирантов и молодых специалистов «Актуальные проблемы авиации и космонавтики», г. Красноярск (2009, 2010, 2011г.);

на XVIII научно – технической конференции «Электронные и электромеханические системы и устройства», ОАО «НПЦ «Полюс», г. Томск (2010г.);

на научно-технической конференции молодых специалистов ОАО "ИСС имени академика М.Ф. Решетнева", г. Железногорск (2011г.);

на международной научно-практической конференции «Электронные средства и системы управления», г. Томск (2011г.).

Реализация полученных результатов. Результаты диссертационных исследований использованы в ОАО «НПЦ «Полюс» г. Томск, в учебном процессе на кафедре «Системы автоматического управления» СибГАУ им. академика М.Ф. Решетнева, что подтверждено соответствующими актами о внедрении.

Работа выполнялась при финансовой поддержке по гранту №2.1.2/2473 «Методы повышения эффективности использования резонансных режимов в высокочастотных импульсных преобразователях напряжения (ИПН)» аналитической ведомственной целевой программы “Развитие научного потенциала высшей школы” 2009-2011г.;

Государственного контракта №14.740.11. «Методы повышения эффективности энергопреобразующих устройств энергосистем космических аппаратов» Федеральной целевой программы “Научные и научно-педагогические кадры инновационной России” на 2009 2013 гг.

Публикации. По материалам диссертационной работы опубликовано печатных работ, из них статей в изданиях из перечня ВАК – 5, тезисов докладов–3, материалов конференций – 6.

Структура и объем работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка использованной литературы и семи приложений. Работа изложена на 131 странице машинописного текста, включает 86 рисунков, в список литературы включено 112 наименований, 14 их которых принадлежат автору.

ОСНОВНОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована актуальность темы, сформулированы цель и задачи работы, описаны методы исследований, приведены сведения о научной значимости и практической ценности, реализации и апробации работы.

В первой главе приводится классификация режимов работы электронного КЭ в цепи РК импульсных ПН. Все ПН с РК делятся на 3 группы: резонансные, квазирезонансные и с резонансным переключением, причем в любом из этих типов ПН переключение КЭ может происходить или при нулевых значениях напряжения (режим ПНН), или при нулевых значения тока (режим ПНТ).

Нейтральный режим переключения сопровождает режим ПНТ, в случае, если в цепи РК протекает полная волна тока резонансного цикла.

В качестве КЭ в высокочастотных ПН с РК малой и средней мощности (до 400Вт), как правило, используют мощные МДП-транзисторы. Это связано с их преимуществами по сравнению с биполярными и IGBT-транзисторами при работе на частотах сотни КГц и единицы МГц.

В ПН с режимом ПНТ с использованием полной волны тока резонансного цикла отрицательная полуволна протекает через встроенный в МДП-транзистор диод. В момент окончания синусоидального цикла начинается процесс обратного восстановления встроенного диода, что приводит к возникновению динамических потерь мощности на КЭ, т.к. напряжение на нем уже начинает нарастать. Для того чтобы избежать это, традиционно КЭ шунтируют внешним диодом Шоттки, но полностью исключить влияние встроенного диода предложенным способом не удается, и часть тока протекает через последний. Для решения данной проблемы предлагается исследовать динамические характеристики встроенного в МДП транзистор диода отдельно и совместно с параллельно включенным диодом Шоттки в ПН с ПНТ.

Другой проблемой является оценка статических потерь мощности в полупроводниковых ключах при работе в цепи РК в ПН с ПНТ и с частотно импульсной модуляцией (ЧИМ). Такой тип ПН имеет сложную зависимость статических потерь мощности от текущих режимов работы преобразователя и диапазона регулирования выходного тока и входного напряжения. Несмотря на то, что методы расчета статических потерь мощности относительно просты и хорошо известны, анализ данных потерь в полупроводниковых элементах рассматриваемых ПН при широкодиапазонном регулировании ранее не был проведен.

Во второй главе представлен аналитический метод сравнительной оценки мощности статических потерь КЭ между традиционным ПН с ШИМ и последовательным квазирезонансным ПН с переключением при нулевых значениях тока и с ЧИМ.

На рис. 1 приведена электрическая схема силовой части понижающего ПН с режимом ПНТ (или ПНТ-преобразователь), где VT1 – КЭ, в качестве которого используется МДП – транзистор, VD1 – встроенный в МДП – транзистор VT диод, Lр и Ср – индуктивность и емкость РК, VDр – рекуперативный диод, Rн – сопротивление нагрузки, Lф и Cф – индуктивность и емкость выходного фильтра.

Рис. 1 – Схема силовой части ПНТ-преобразователя, где УУ КЭ – устройство управления КЭ, ФОСК – формирователь времени открытого состояния КЭ, ГУН – генератор, управляемый напряжением Возможны два варианта режима работы данного ПН:

– режим половинного резонансного цикла (ПНТ-1), когда диод VD предотвращает обратный ток через шунтирующий диод реального полупроводникового МДП–транзистора, который может быть вызван продолжающимся резонансным процессом;

– режим полного резонансного цикла (ПНТ-2) при отсутствии диода VD2.

Идеализированные временные диаграммы, поясняющие работу исследуемого ПН в режимах ПНТ-1 и ПНТ-2, приведены на рис. 2, а и б соответственно.

Каждый резонансный цикл работы РК ПНТ – преобразователя можно условно разбить на четыре временных интервала, где функции тока и напряжения РК (рис. 2) описываются уравнениями, приведенными в табл. 1 для двух режимов.

n UCр(t) UCр(t) 2Uвх 2Uвх ILр(t) Ia ILр(t) Ia 0 Ia1 Iн Iн ta б) t2t t t0t1 t3 t а) Рис. 2 – Идеализированные сигналы в цепи РК ПН с режимом ПНТ-1 (а) и ПНТ-2 (б) Таблица Интервал Режим ПНТ-1 Режим ПНТ- времени I н Lр U вх t Ut I Lр ( t ) =, U Cр ( t ) = 0, IVDр ( t ) = I н вх, t1 = t1 = 0 t t1.

Lр Lр U вх sin (0 ( t - t1 ) ) sin (0 ( t - t1 ) ) I Lр ( t ) = I н + U вх I Lр ( t ) = I н + U вх,, Z Z ( ) U Cр ( t ) = U вх 1- cos (0 ( t - t1 ) ), ( ) UCр ( t ) = U вх 1- cos (0 ( t - t1 ) ), t1 t t2 I Z 2 - arcsin н Z I t2 = t2 - t1 = + arcsin 0 н, U вх, t2 = t2 - t1 = 0 0 U вх Z0 I н Z0 I н J ( Iн ) =. J ( Iн ) =.

U вх U вх 1- 1- I н Z 0 - I н ( t - t ), U Cр ( t ) = U вх ( t - t2 ) I н + U (1- cos ( ( t2 - t1 ) ) ), U Cр ( t ) = U вх Cр вх Cр I Lр ( t ) = 0, t2 t t3 I Lр ( t ) = 0, 1- 1- I н Z Cр ( ) U вх 1- cos (0 ( t2 - t1 ) ).

U вх t3 = t3 - t2 = U вх Iн.

t3 = t3 - t2 = I н Z Математическое описание дано при допущении, что ток дросселя выходного фильтра является постоянной величиной, равной току нагрузки в установившемся режиме – Iн, где Z0=(Lр/Ср)0,5 и 0=(LрСр)-0,5 – волновое сопротивление и собственная частота РК соответственно.

Выходное напряжение в обоих указанных случаях режима ПНТ определяется средним по времени значением напряжения на емкости РК и регулируется изменением длительности закрытого состояния КЭ. При этом изменяется частота переключения при помощи ГУН, поскольку интервал времени, в течение которого происходит колебательный процесс в РК, практически постоянен при фиксированном токе нагрузки и входном напряжении. Задача ГУН – только формировать моменты отпирания КЭ, при этом запирание КЭ происходит синхронно с переходом тока индуктивности РК через ноль. Сигналом управления ГУН может служить напряжение рассогласования между опорным и выходным напряжениями ПН при замкнутом управлении.

Исследование по оценке статических потерь мощности в коммутирующих транзисторных и диодных элементах в ПН с ПНТ проведено путем их сравнения с аналогичными потерями в классическом ПН с ШИМ с «жестким» переключением КЭ такой же топологии при прочих равных условиях (входное и выходное напряжение, ток нагрузки, используемая элементная база). Задача анализа была сведена к поиску значения соотношения Pкэшим/Pкэпнт для интересующего диапазона нагрузок и входных напряжений, где Pкэшим и Pкэпнт – статические потери мощности на ключе в открытом состоянии в режимах ШИМ и ПНТ соответственно.

В случае использования в качестве ключа одинаковых МДП-транзисторов искомое соотношение находится так:

( ) 2 шим I эф шим Rотк I эф шим Pкэ, (1) = = пнт ( ) I эф пнт Pкэ пнт Rотк I эф где Rотк – сопротивление открытого канала МДП-транзистора, Iэф – эффективное значение тока, протекающего через МДП-ключ. В ходе исследований было определено, что соотношение (1) равно 2K ( Iн ) шим Ia I эф ( I н ) f Iн M отн.КЭ ( I н ) = =, (2) ( Iн ) пнт U вх T I эф ( I н ) f к I Lр (t ) dt Iн + Z где fк – частота коммутации, f0 – собственная частота РК, Т – период преобразования, – коэффициент заполнения, параметры Ia, определены на рис. 2, K(Iн) – коэффициент, зависящий от тока нагрузки, для режима ПНТ-1 или ПНТ-2.

Так как оба режима ПНТ-1 и ПНТ-2 имеют граничное условие по максимальному току нагрузки при прочих фиксированных параметрах – J=IнZ0/Uвх=1, можно определить теоретический предел функции (2). Отсюда, подставляя данное условие в функцию (2) для обоих случаев режима ПНТ, получаем значение 0,737. На рис. 3 а, б представлены кривые, показывающие отношение между эффективными значениями тока через КЭ для ПНТ и ШИМ режимов в зависимости от тока нагрузки при следующих параметрах:

Lр=1,04мкГн, Cр=22нФ, Lф=45мкГн, Cф=20мкФ, Uвых=24В.

Так как для режима ПНТ-2 отрицательная полуволна тока течет через диод, шунтирующий МДП-ключ, то отношение между эффективными значениями токов через шунтирующий диод и КЭ в режиме ШИМ определяется отдельно формулой (3), данная зависимость представлена кривыми на рис. 4, построенными для разных значений токов нагрузки.

шим I эф ( I н ) 2Iн = (3) * M отн.КЭ ( I н ) пнт* I эф ( I н ) U вх Z0 Iн 2arc sin Iн + Z0 U вх Кривые на рис. 3, 4 получены двумя способами, первый способ – расчет численным методом по известной формуле определения эффективного значения тока произвольной формы для периодического сигнала (пунктирные кривые), второй способ – с использованием приближенных формул (2) и (3) (сплошные кривые). Из графиков на рис. 3 видно, что в рабочем диапазоне IнUвых/Z0 (где Imax=Uвых/Z0), функция (2), где используется приближение, дает высокое совпадение с точным значением на большей части графика, однако при более высоких значениях тока нагрузки, т.е. при отношении IнZ0/Uвх близкому к единице, расхождение графиков становится заметным. Таким образом, уточненное значение теоретического предела отношения эффективных значений токов, протекающих через КЭ двух типов ПН, будет 0,813.

На рис.5 изображены кривые, показывающие отношение между эффективными значениями тока через рекуперативный диод (IDэф) для ШИМ и ПНТ режимов в зависимости от тока нагрузки при разных значениях коэффициента передачи в установившемся режиме. Из приведенных графиков видно, что статические потери на рекуперативном диоде для трех режимов:ПНТ-1, ПНТ-2 и ШИМ – имеют близкие значения при прочих равных условиях. Это объясняется тем, что форма тока во всех случаях имеет схожий характер.

Uвых/Uвх=0, Uвых/Uвх=0, 0, 0,8 0. 0. Mотн.КЭ(Iн) Mотн.КЭ(Iн) 0, 0,6 0. 0. Uвых/Uвх=0,3 Uвых/Uвх=0, Uвых/Uвх=0,4 0, 0,4 0. 0. 0, Uвых/Uвх=0, 0, 0, 0, 0, 0,2 Приближение Приближение 0. 0. Точное решение Точное решение 10 15 Iн, A 10 0 15 Iн, A 0 0 10 15 20 0 5 10 15 а) б) Рис. 3 – Кривые зависимости Mотн.кэ(Iн) для режима ПНТ-1 (а) и режима ПНТ-2 (б) 10 IнZ0/Uвх = 8U вых/Uвх=0, 0, Uвых/Uвх =0,3 0. M*отн.КЭ(Iн) Mотн.VD(Iн) 6 Uвых/Uвх=0, 0, 0. Uвых/Uвх =0, ПНТ- 0, Приближение 0. ПНТ- Точное решение Uвых/Uвх=0, Uвых/Uвх=0, 0 0, 0 0. 10 15 Iн, A 0 12 Iн, A 2 0 4 8 0 5 10 15 20 0 2 4 6 8 10 Рис. 4 – Кривые отношения эффективных Рис. 5 – Зависимость отношения эффективных значений токов шунтирующего диода для значений токов, протекающих через режима ПНТ-2 и КЭ в режиме ШИМ рекуперативный диод, для ШИМ и ПНТ режимов последовательного понижающего ПН На основании результатов был сделан вывод, что статические потери мощности на КЭ для двух вариантов рассматриваемого режима ПНТ будут тем ближе к аналогичным потерям в классическом ПН с ШИМ при прочих равных условиях, чем IнZ0/Uвх будет ближе к единице. В реальных условиях невозможно обеспечить выполнение даже приближенного равенства IнZ0/Uвх1, так как ПН постоянного тока, как правило, применяются в условиях изменения напряжения первичного источника электропитания и тока нагрузки. В свою очередь, выходное напряжение остается стабильным за счет замкнутого регулирования выходной величины. Требования к отклонению выходной величины могут быть от единиц до сотых долей процента. Таким образом, задача анализа состояла в сравнении статических потерь мощности на КЭ между исследуемыми типами ПН в широком диапазоне регулирования. В соответствии с этим была оценена разница между статическими потерями мощности на КЭ при максимальном и минимальном входном напряжении и фиксированном значении тока нагрузки Ifix и при максимальном и минимальном выходном токе и фиксированном значении входного напряжения Ufix. Тогда максимальное значение тока нагрузки равно Imax=Ufix/Z0. Произведена замена аргумента в функции J(Iн) (табл. 1) на Imax:

Z 0 U fix U fix J * = J ( I max ) = =, (4) U вх Z 0 U вх n* где 0J*1, n*=1 для ПН понижающего типа, n*=n/2 для полумостового ПН (n – коэффициент трансформации), n*=n для ПН с трансформатором со средней точкой.

При фиксированном значении входного напряжения Uвх и меняющемся токе нагрузки Iн, в качестве аргумента функции (4) также использовалось минимальное входное напряжение Umin=IfixZ0:

Z0 Iн J * = J (U min ) = = I н n* / I fix (5) I fix Z Таким образом, разница между J* и J состоит в том, что J* вычисляется при фиксированном токе нагрузки или при фиксированном входном напряжении.

Используя (4) и (5), функция (2) была определена для режимов ПНТ-1 и пнт-1 пнт- ПНТ-2 как M max.КЭ ( J * ) и M max.КЭ ( J * ). Данные функции не включают внутренние параметры исследуемых ПН, что позволяет сделать обобщенные оценки по статическим потерям мощности на КЭ для любых условий и параметров в пределах условий реализуемости режима ПНТ.

Отношение статических потерь на КЭ для ПНТ-1 и ПНТ-2 режимов при прочих равных условиях с учетом статических потерь мощности на шунтирующем КЭ диоде для режима ПНТ-2 было найдено как:

пнт- M max.КЭ ( J * ), (6) пнт Pотн = Ud пнт- M max.КЭ ( J * )2 * +M ) * max.КЭ ( J (I R ) a отк 0. где Ud/(IaRотк ) – коэффициент, который необходим, чтобы числитель каждого члена выражения, который представляет собой дробь, был одинаковым, – коэффициент заполнения для ШИМ режима при прочих равных условиях, Ud – прямое падение напряжения на шунтирующем диоде, Ia=Iн. Чтобы определить выражение (6) как функцию от J*, выразили коэффициент заполнения как функцию от J*- (J*) с помощью уравнения (4) и формулы =Uвых/Uвхn* при фиксированном значении тока нагрузки. Таким образом, после обозначения A1=((Uвых/Umin)0.5IaRотк)/Ud, уравнение (6) примет вид пнт- M max.КЭ ( J * ) 2 Rотн пнт = (7) Pотн_1 ( J * ), ) ( пнт- M max.КЭ ( J * ) 2 +M ) A1 J * * * max.КЭ ( J где Rотн= Rпнт-1отн/Rотк, и Rпнт-1отн, Rотк – сопротивление канала МДП-транзистора в открытом состоянии в режимах ПНТ-1 и ПНТ-2 соответственно. Случай Rотн возможен при сравнении статических потерь в первичной части двух разных типов ПН, которые используют режимы ПНТ-1 и ПНТ-2 в топологиях с трансформаторной развязкой.

Во втором случае, при фиксированном входном напряжении, когда справедливо равенство (5), функция (7) примет вид:

пнт- M max.КЭ ( J * )2 Rотн пнт = Pотн_2 ( J * ), (8) M max.КЭ ( J * )2 + ( M *max.КЭ ( J * ) A2 J * ) пнт- где =const, A2=(ImaxRотк0,5)/(Udn*). Выражение для А2 получено подстановкой формулы (5) в Ud/(IaRотк0.5). При использовании понижающего ПН с режимом ПНТ-1, необходимо учитывать статические потери мощности на диоде, включенном последовательно с МДП-ключом, тогда уравнения (7) и (8) примут вид:

) ( пнт-1 пнт- M max.КЭ ( J * )2 + M max.КЭ ( J * ) A1 J * пнт (9) Pотн_1 ( J * ) = J) + (M пнт- M max.КЭ ( J * )2 ) A * * * max.КЭ ( J ( ) пнт-1 пнт- M max.КЭ ( J * ) 2 + M max.КЭ ( J * ) A2 J * (10) пнт = Pотн_2 ( J * ) + (M ) A2 J ) * пнт-2 * 2 * * M max.КЭ ( J ) max.КЭ ( J Если шунтирующий диод для ПНТ-2 и последовательный диод для ПНТ- различны, то коэффициент А необходимо отдельно пересчитать для числителя и знаменателя функций (9) и (10). Совокупность кривых при разных значениях коэффициента А функций (7), (8) и (9), (10) представлена на рис. 6, а и б пнт пнт соответственно. При выполнении условия Pотн_1 ( J * ) 1 или Pотн_2 ( J * ) 1 применение режима ПНТ-1 в квазирезонансном ПН будет выгоднее с точки зрения меньших статических потерь мощности на КЭ по сравнению с режимом ПНТ-2 (рис.6, б).

1 Pотн_1 ( J * ) A1,2=0, пнт A1,2=0, A1,2=0, =ПНТ-2 * пнт P (J ) Pотн_2 ( J * ) 1, 1. пнт ПНТ- отн_ A1,2=1 ПНТ- Pотн_2 ( J * ) пнт =ПНТ-1 1, 1. 1 0. 0, 0, 0. ПНТ- A1,2=0,6 A1,2= A1,2=0,4 A1,2=0, 0, 0. =ПНТ- A1,2=0,1 =ПНТ- A1,2=0,2 J* * J 0 0 0,13 0,25 0,38 0,5 0,63 0,78 0,88 0.13 0.25 0.38 0.5 0.63 0.75 0.88 0,2 0,6 0, 0, 0 02 04 06 а) б) Рис. 6 –Теоретические кривые отношения статических потерь на КЭ при ПНТ-1 и ПНТ-2 режимах На рис. 7 представлены теоретические и экспериментальные кривые, определяемые выражениями (9), (10), которые были построены для фиксированного входного напряжения Uвх=55В и фиксированного выходного тока Iн=5,34А и соответствующих типов КЭ для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2. В обоих случаях на рис. 7 экспериментальные кривые близки к теоретическим во всем диапазоне измерений, что подтверждает предложенный подход к сравнительной оценке статических потерь мощности, который позволяет оценивать разницу статических потерь мощностей в КЭ между режимами ПНТ-1 и ПНТ-2 при различных условиях, определяемых одним единственным показателем А.

1, 1.2 1. 1, 1 Экспериментальный отн_1 (J ) отн_2 (J ) * * Экспериментальный 0,8 0, Теоретический 0.8 0. Теоретический 0,6 0, 0.6 0. 0,4 0, 0.4 0. пнт пнт A1=0, ПНТ-1 A2=0, ПНТ- 0,2 0, 0. P P 0. 0 0 J* J* 0,35 0, 0, 0, 0.35 0.51 0.68 0.84 0,84 0,3 0,4 0,7 0, 1 0,5 0,6 0,9 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 а) б) Рис. На основании полученных результатов сделан вывод, что статические потери мощности КЭ в обоих вариантах режима ПНТ выше аналогичных потерь в традиционном ПН с ШИМ при прочих равных условиях, а их отношение имеет теоретический предел в пользу ПН с ШИМ, который не зависит от параметров РК, коэффициента передачи, тока нагрузки и типа ПНТ режима. В случае когда входное, выходное напряжение и ток нагрузки проектируемого ПН стабильны или изменяются не значительно, параметры РК должны быть подобраны таким образом, чтобы обеспечить параметр J близким к единице, при этом достигается минимум статических потерь мощности в КЭ.

В третьей главе проведен анализ динамических потерь мощности в МДП-ключах квазирезонансного ПНТ-преобразователя с полной волной тока резонансного цикла, возникающих за счет процесса обратного восстановления встроенного в МДП-ключ диода.

При сравнении временных диаграмм, построенных аналитически (рис. 2), с соответствующими осциллограммами ПН с режимом ПНТ-2 (рис. 8) видно, что при использовании встроенного в МДП-транзистор диода для обеспечения протекания тока в обратном направлении, проявляется процесс его обратного восстановления (выделен пунктирной линией), который вызывает дополнительные динамические потери мощности. 250Вт/дел 5А/дел 50В/дел UCр(t) Процесс обратного Uк(t) ILр(t) восстановления 40В/дел встроенного в МДП-транзистор диода ILр(t) Pдин(t) 4A/дел t, (250нс/дел) а) б) t, (250нс/дел) Рис. 8 – Осциллограммы сигналов в РК и динамических потерь мощности ПН с режимом ПНТ-2, где в качестве МДП-ключа использован транзистор IRFB260N при Ср=22нФ, Lр=1,04мкГн Из осциллограмм, приведенных на рис. 9, следует, что снижение обратного броска тока (Irm) возможно либо за счет снижения скорости спада тока при запирании диода, что, в свою очередь, позволит увеличить время на рекомбинацию неравновесных носителей, либо за счет снижения накапливаемого заряда в базе перехода, что осуществимо при снижении прямого тока.

Uвх=90В Uвх=90В Uвх=70В IRFB260N 2A/дел 2A/дел Uвх=55В Irm Uвх=55В 0 Ia Uвх=70В t, (47нс/дел) t, (250нс/дел) t t t= а) б) Рис. 9 – Осциллограммы тока МДП-ключа IRFB260N в ПН с ПНТ-2 при разных Uвх В квазирезонансном ПН с режимом ПНТ-2 амплитуда отрицательной полуволны синусоидальной формы, протекающей через обратный диод, зависит как от входного напряжения, так и от выходного тока, следовательно, скорость спада тока в момент запирания диода тоже будет определяться этими параметрами (рис. 9). Таким образом, величина Irm зависит от скорости изменения тока - а в момент t=t2,т.е. когда ток достигает нулевого значения, тогда U вх cos ( 0 t 2* ) a= (11) Lр Таким образом, значение скорости изменения тока – a в момент t определяется значением входного напряжения ПН и параметрами РК.

Было показано, что при спаде тока во второй части отрицательной полуволны резонансного цикла форма тока близка к той, которая получается при жестком переключении, тогда можно использовать традиционную методику определения параметров процесса обратного восстановления, часть из которых определяется экспериментально. Амплитуда обратного восстановления находится из формулы T 1 e.

= a ( ) I rm (12) rr Постоянная времени, характеризующая процесс обратного восстановления, – rr связана с (время жизни неравновесных носителей заряда) и ТМ (время переноса через дрейфовую область) соотношением (13), она может быть определена из экспериментальной осциллограммы.

=+ (13) rr TM В результате проведенного анализа был сделан вывод, что энергию потерь в МДП-транзисторе за счет процесса обратного восстановления встроенного в него диода можно нормировать только через амплитуду импульса отрицательной полуволны тока резонансного цикла, которая однозначно связана с режимами и параметрами ПН данного типа. Таким образом, возможен такой подбор параметров РК в заданном диапазоне питающих напряжений и нагрузок ПН, при котором описанный эффект будет оказывать минимальное влияние на КПД преобразователя.

Для того чтобы исключить влияние встроенного в МДП-транзистор паразитного диода, можно использовать быстродействующие диоды с барьером Шоттки, которые не имеют диффузионной емкости. Предполагается, что за счет меньшего прямого падения напряжения на переходе Шоттки по сравнению с p-n переходом (в структуре МДП-ключа) обратный ток при закрытом канале транзистора, обусловленный резонансным процессом, будет протекать через внешний диод Шоттки, что позволит исключить влияние паразитного диода. Для анализа распределения токов между работающими параллельно встроенным в МДП-транзистор диодом и диодом Шоттки были проведены эксперименты с парами «транзистор-диод» с одинаковыми и разными значениями блокирующего напряжения. Анализ полученных экспериментальных данных показал, что при использовании пары «МДП-транзистор – диод Шоттки» с блокирующим напряжением более 100В, существенная часть тока отрицательной полуволны резонансного цикла протекает через встроенный в МДП-транзистор диод.

На рис. 10 представлены осциллограммы распределения токов между парой параллельно включенных диодов и соответствующие этим диодам статические ВАХ, полученные экспериментально при тех же температурах, что и осциллограммы. Детальный анализ приведенных экспериментальных данных показал несоответствие распределения токов между исследуемыми парами диодов в статическом режиме и при работе в цепи РК преобразователя с режимом ПНТ-2.

Из чего следует, что существенное влияние на распределение токов между диодами оказывают их динамические параметры, включая паразитные индуктивные элементы, образованные соединительными проводниками от контакта с кристаллом полупроводникового прибора до места монтажного соединения в электрической схеме.

Ic, A IVT1(t) VD1 – диод в IVD2(t) IRFB61N15D 2A/дел VD2 - 20CTQ IVD1(t) Uси,В t, (250нс/дел) 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0, Рис. 10 –Экспериментальные ВАХ пары «диод Шоттки – встроенный диод МДП-транзистора» (слева) и соответствующие им осциллограммы токораспределения между данными диодами (справа) Для качественной оценки влияния паразитных динамических параметров параллельно включенных диодов на распределение токов между ними, был проведен эксперимент, часть результатов которого представлена на рис. 11 в виде частотных характеристик, где по оси ординат откладывается коэффициент Ki(f), показывающий отношение амплитуды тока, протекающего через встроенный в МДП-транзистор диод, к амплитуде общего тока. На представленных графиках можно наблюдать искривление характерное для резонансной кривой контура, включающего индуктивный и емкостной элементы, что говорит о влиянии емкостной составляющей схемы. Принимая во внимание тот факт, что переход Шоттки не имеет диффузионной емкости, а барьерная емкость обоих типов диодов при прямом смещении не существенна, можно заключить, что форма кривых частотных характеристик главным образом определяется индуктивными элементами в цепи каждого из диодов до точки их соединения и диффузионной емкостью диода, встроенного в МДП-транзистор.

Ki (f) 6А Ki (f) 6А 5А 4А 5А 4А 3А 3А 0, 0, 2,5 А 2А 2,5 А 2А IRFB260N – MBR20200CT IRFB61N15D - 20CTQ150N 0, 0, 0,1 1 f, МГц 10 0,1 1 f, МГц а) б) Рис. 11 – Зависимость Ki(f)для разных пар диодов при разных смещениях постоянной составляющей тока на прямом участке ВАХ Был проведен сравнительный анализ экспериментальных динамических ВАХ трех пар диодов (IRFB61N15D (150В) – 20CTQ150N (150В), IRFB260N(200В) – MBR20200CT (200В) и IRFP460(500В) – CSD10030 (300В)), результаты измерения ВАХ одной пары диодов приведены на рис.12.

Ic, A Ic, A 20CTQ150, 1МГц IRFB61N15D 1МГц 20CTQ150, 10кГц 20CTQ150, Ls12нГн В параллель, 1МГц IRFB61N15D, 2 1МГц Uси, В 0 Uси, В -0, -0, 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0, 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0, а) б) Рис. 12 – Экспериментальные динамические ВАХ диода Шоттки 20CTQ150 и диода, встроенного в МДП-транзистор IRFB61N15D, при разных значениях частоты сигнала и паразитной индуктивности выводов Ls Целью эксперимента являлась оценка изменения проводимости каждого из диодов и их параллельного соединения в зависимости от частоты тока на прямом участке ВАХ. Результаты исследования показали, что при параллельном соединении двух диодов при работе на высокой частоте (1МГц и более) на токораспределение между ними существенное влияние оказывает соотношение индуктивных составляющих в цепи каждого из диодов. При этом полностью исключить индуктивные компоненты невозможно. Таким образом, необходимо определить такое соотношение индуктивностей в каждой ветви, как единственному варьируемому параметру, при котором отношение тока, протекающего через внешний диод Шоттки, к общему току РК на отрицательной полуволне резонансного цикла будет близко к единице.

Эквивалентная схема параллельного соединения диода Шоттки и встроенного в МДП-транзистор диода изображена на рис. 13. На рис. 14, а и б представлены динамические ВАХ диода, встроенного в МДП-транзистор, и диода Шоттки, Рис. 13 – Эквивалентная схема параллельного полученные с использованием соединения диодов имитационного моделирования в формате P-spice на основе эквивалентной схемы на рис. 13 и экспериментально.

5, Экспериментальная 5 Ic, A Ic, A Экспериментальная P-spice P-spice 3 IRFB61N15D, 1МГц 20CTQ150, 1МГц Uси, В Uси, В -1 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0, а) б) Рис. 14 – Динамические ВАХ диода МДП-транзистора IRFB61N15D и диода Шоттки 20CTQ Для подтверждения предложенной схемы замещения параллельно соединенных диодов также была определена ее малосигнальная модель (рис. 15) и составлена передаточная функция (ПФ), равная отношению изображений Лапласа тока, протекающего через встроенный в МДП-транзистор диод I1(p), к общему току РК I(p) при нулевых начальных условиях (14).

I1 ( p) I1 ( p) (14) WI ( p) = = I ( p) I1 ( p) + I 2 ( p) Токи были выражены через напряжение между узлами a и b и соответствующее операторное сопротивление каждой из параллельно соединенных ветвей Z1(p) и Z2(p) (рис. 15):

Z 2 ( p) WI ( p) = (15) Z1 ( p) + Z2 ( p), Рис. 15 – Малосигнальная модель параллельно соединенных p-n и Шоттки диодов 1 1 Z1 ( p) = Rб1 + pLs1 + Rп Rп1 + и Z2 ( p) = Rб2 + pLs 2 + Rп2 Rп2 +, (16) pCд pCд pCб pCб где Rп1 и Rп2 – сопротивление p-n и Шоттки переходов соответственно, Сб – барьерная емкость p-n перехода, Rб1 и Rб2 – объемные сопротивления омических областей соответствующих диодов, значения которых определены с помощью программы Model Micro-cap 7.1. На рис. 16 в качестве примера приводятся аналитическая и экспериментальная логарифмические амплитудно-частотные характеристики (ЛАЧХ) для пары «транзистор -диод» (IRFB61N15D -20CTQ150N) в соответствии с ПФ (14) при токах смещения 2,2А, и 5А, где: Rб1=0,0034Ом, Rб2=0,037Ом, Ls1=120нГн, Ls2=14нГн, =87нс, Т=300К, N1=1,008, N2=1,35, Is1=4,97*10-12А, Is2=6,77*10-6А. Под током смещения подразумевается заданная суммарная постоянная составляющая тока, протекающая через оба диода. Высокая степень совпадения данных характеристик необходима только в окрестности точки, соответствующей частоте РК, в данном случае это 1МГц. Результаты моделирования (рис. 14) и аналитического описания (рис. 16) позволяют считать предложенную модель параллельного соединения диода Шоттки и диода, встроенного в МДП-транзистор, адекватной.

-10 5А 4А Ki(f) L, дБ 6А Ток смещения 5 А - - 0, Эксперимент - 2А 3А Аналитическое -30 описание без дополнительного индуктивного элемента Ток смещения 2,2 А -35 с нелинейным индуктивным элементом 0,2 0,3 0,4 0,5 1 2 3 4 5 6 7 8 10 0, 0, 0,1 1 f, МГц f, МГц Рис. 16 – Экспериментальная и теоретическая ЛАЧХ Рис. 17 – Зависимость Ki(f) при разных токораспределения между диодами при параллельном токах смещения для пары «транзистор включении диод» IRFB61N15D - 20CTQ150N Для того чтобы снизить скорость спада тока через обратный встроенный в МДП – транзистор диод, перенаправить ток в цепь шунтирующего КЭ диода Шоттки, и тем самым ослабить влияние процесса обратного восстановления, было предложено использовать дополнительный индуктивный элемент в цепи истока КЭ (рис. 18, б). Однако, за счет энергии, накапливаемой в дополнительном индуктивном элементе, увеличивается площадь импульса тока, проходящего через открытый канал МДП-транзистора и искажается форма отрицательной полуволны тока, протекающего через встроенный диод. При этом дополнительная индуктивность пренебрежительно мала, чтобы оказать влияние на частоту РК, следовательно, регулировочная характеристика сохраняется, что приводит к дополнительным статическим потерям мощности в канале МДП – транзистора.

Для решения данной проблемы предложено использовать нелинейную индуктивность в цепи МДП-транзистора, расположенную так, как это показано на рис. 18, а.

а) б) в) г) д) е) Рис. 18 – Варианты КЭ на основе МДП-транзисторов для ПНТ- Данный индуктивный элемент рассчитывается таким образом: определяется максимальное значение дополнительного индуктивного элемента, т.е. без подмагничивания его сердечника, путем подбора, используя ПФ (15) или экспериментально из условия, что Ki(f0)0,1 (рис. 17) в пределах максимального значения тока смещения, который формально принимается как максимально возможное значение амплитуды отрицательной полуволны тока индуктивного элемента РК. При этом полученное значение индуктивности должно составлять не более 25% от значения индуктивности основного индуктивного элемента РК, а магнитопровод должен входить в насыщение при токе порядка 10-15% от максимального тока нагрузки.

На рис. 19 представлены экспериментальные кривые КПД высокочастотного квазирезонансного ПН с полной волной тока резонансного цикла, полученные при разных режимах и типах КЭ, которые состоят из МДП-ключа на основе транзистора IRFB61N15D, диода Шоттки 20CTQ150 и диода S20C40C. На каждом из представленных графиков кривые a, б, в, г, д, е соответствуют КЭ на рис. 18. 92 a 89 б е 86 в г Потери, Вт 83 КПД, % е 18 г 80 д д б 77 74 71 в 71 a 68 Pн, Вт Pн, Вт 65 40 60 80 100 120 140 160 180 200 60 80 100 120 140 160 180 200 80 100 120 140 160 180 200 40 60 80 100 120 140 160 180 200 а) б) Рис. 19 – Экспериментальные кривые КПД (а) и потерь (б) ПНТ-преобразователя с полной волной тока с разными КЭ, полученные при изменении выходной мощности (Uвх=80В, Uвых=24В) Таким образом, КПД ПН с полной волной тока резонансного цикла c использованием разработанного варианта сложного КЭ с нелинейной индуктивностью (на основе магнитопровода феррит 2000НМ) и диодом Шоттки выше по сравнению с КПД других вариантов КЭ данного ПН.

В четвертой главе представлен анализ энергетической эффективности КЭ в квазирезонансном ПН с режимом ПНТ-1 и с ЧИМ. Для реализации режима ПНТ- в данном ПН можно использовать неуправляемый (VD2) или управляемый (VT2) ключи (рис. 1), причем последний работает как синхронный выпрямитель, традиционно применяемый вместо диодов в низковольтных схемах понижающих ПН. Применение такой схемы КЭ (далее двунаправленный КЭ) обусловлено снижением статических потерь мощности по сравнению с аналогичными потерями при использовании диода за счет меньшего напряжения сток-исток МДП транзистора в открытом состоянии. В свою очередь двунаправленный КЭ (VT1-VT2) ПН с режимом ПНТ-1 может состоять из транзисторов с одинаковыми и разными блокирующими напряжениями. Использование транзистора VT2 c меньшим блокирующим напряжением по сравнению с блокирующим напряжением ключа VT1 позволит снизить общие статические потери мощности двунаправленного КЭ. Это объясняется тем, что в установившемся состоянии падение напряжении при закрытом КЭ такого типа приходится на транзистор VT в схеме на рис.1.

Экспериментальные осциллограммы сигналов в цепи РК двунаправленного КЭ представлены на рис. 20, а, б, где в качестве пары ключей VT1-VT использовались МДП-транзисторы из табл. 2, при Uвх=50В, Iн=5,2А, Lр=1,04 мкГн, Cр=22нФ, Lф=45мкГн, Cф=20мкФ.

Таблица Блокирующее Блокирующее VT1 Rотк, мОм VT2 Rотк, мОм напряжение, В напряжение, В IRFB61N15D IRF3704 20 150 IRFB61N15D IRFZ48N 55 10В/дел UCр(t) эксперимент 10В/дел UVT2(t) UCр(t) аналитическое Пробой p-n диода описание UVT2(t) 10В/дел 10В/дел UC2max ILp(t) 2,5A/дел ILp(t) P(t) КЭ:

2A/дел КЭ:

VT1- IRFB61N15D, 16Вт/дел VT1- IRFB61N15D, VT2 – IRF VT2 - IRFZ48N t2 t, (100нс/дел) t 0 t, (100нс/дел) а) б) Рис. 20 – Осциллограммы сигналов в цепи РК в ПН с ПНТ-1 с разным двунаправленным КЭ, где UС2max – амплитудное напряжение на транзисторе VT2, P(t) – статические потери на VT Из осциллограмм на рис. 20 видно, что в момент времени t2, когда ток индуктивности РК становится равным нулю и подается запирающий сигнал на ключ VT2, напряжение на нем начинает изменяться по закону близкому к гармоническому (UVT2(t)). Это объясняется резонансным процессом в контуре, образованном Lр и емкостью сток-исток транзистора VT2, которая является барьерной емкостью p-n перехода встроенного в МДП-транзистор диода.

Осциллограммы на рис. 20, б показывают, что применение МДП-транзистора с меньшим блокирующим напряжением (табл. 2) приводит к электрическому пробою встроенного p-n диода, при этом возникают дополнительные потери мощности.

Для анализа данного эффекта на рис. 21 представлена схема двунаправленного КЭ с учетом емкостей сток-исток транзисторов. Отсюда схема замещения КЭ в момент запирания t2 выглядит так, как на рис. 22, здесь обозначено направление течения тока при tt2.

Рис. 21 – Двунаправленный КЭ в ПН с ПНТ-1, Рис. 22 – Схема замещения КЭ в момент где С1 и С2 – емкость сток-исток транзисторов запирания t VT1 и VT2 соответственно Начальные условия в момент времени t2 могут быть представлены как I L р ( t 2 ) = 0, U C 2 ( t 2 ) = 0, U C р ( t 2 ) = U вх (1 - cos ( 0 t 2 ) ), (табл. 1): (17) ( I 0 I Lф 2 ) Z 1 + t1. (18) arcsin t2 = + 0 0 U вх Исходя из схемы замещения на рис. 22, для tt2 максимальное напряжение на С транзистора VT2 определяется как:

U C 2 max = 2(U Cр ( t2 ) U вх UVD1 ), (19) где UVD1 – прямое падение напряжения на диоде VD1, встроенном в транзистор VT1.

Так как емкость С2 и индуктивность Lр образуют РК с частотой 01=(LрСр)-0.5, то напряжение на С2 будет изменяться по закону:

U C 2 ( t ) = 2(U Cр ( t ) U вх UVD1 )(1 cos 01 (t t2 )), (20) На рис. 20, а приведены временные диаграммы, полученные с использованием (20), совмещенные с экспериментальными осциллограммами, высокая степень совпадения которых подтверждает правомерность объяснения установленного эффекта.

Таким образом, условие возникновения выброса UVT2(t) является:

U Cр ( t2 ) U вх, (21) а ограничение на использование низковольтного МДП-транзистора VT2 по блокирующему напряжению может быть определено как:

U проб U C 2 max, (22) где Uпроб – напряжение пробоя МДП-транзистора в закрытом состоянии.

При невыполнении условия (22) возникают потери мощности на ключе VT2, этот случай показан на рис. 20, б, где активная мощность потерь выделена заштрихованной областью. Основной транзистор VT1 выбирается, исходя из условия Uпроб Uвх (23) Условие 22 вытекает из решения дифференциального уравнения, описывающего процесс изменения напряжения и тока в идеальном РК при нулевых начальных условиях. На практике последнее становится возможным только при запирании КЭ строго в тот момент времени, когда ток основного резонансного цикла достигает нуля. Это в свою очередь зависит от точности схемы синхронизации запирания КЭ (рис. 1). На рис. 23 показаны экспериментальные осциллограммы тока РК, совмещенные с осциллограммами напряжения на VT2 при использовании двунаправленного КЭ с одинаковыми МДП - ключами IRFB61N15D при Uвх=60В, Uвых=24В. Здесь t2 – момент времени перехода тока РК через ноль – наилучший вариант запирания КЭ, t2* – момент времени, в который происходит фактическое запирание КЭ.

UVT2(t) ILр(t) ILр(t) пробой 2A/дел 2A/дел UVT2(t) 20В/дел 20В/дел КПД=89,4%, Iн=1А КПД=80%, Iн=1А t, (100нс/дел) t,(100нс/дел) t2 t2* t2 t2* а) б) Рис. Из рисунков видно, что влияние точности синхронизации запирания КЭ с током РК существенно влияет на амплитудное значение выброса по напряжению на транзисторе VT2, когда последний переходит в закрытое состояние. На рис. приведены кривые КПД и потерь мощности в последовательном ПН с режимом ПНТ-1 при использовании двунаправленного КЭ с МДП-транзисторами, имеющими одинаковые и различные параметры.

94 93 92 91 1 90 Потери, Вт КПД, % 89 88 2 кривая 1 - симметричный КЭ 87 (VT1 и VT2 =IRFB61N15D) 86 кривая 2 - несимметричный КЭ 85 (VT1= IRFB61N15D, 84 VT2 ==IRFZ48N) 83 82 Pн, Вт Pн, Вт 82 750 70 90 110 130 150 170 190 210 230 8150 70 90 110 130 150 170 190 210 230 81 90 110 130 150 170 190 210 230 50 70 90 110 130 150 170 190 210 230 250 50 б) а) Рис. 24– Экспериментальные кривые КПД (а) и потерь (б) ПНТ-преобразователя с половиной волны тока резонансного цикла, полученные при изменении выходной мощности (Uвх=80В, Uвых=24В) для разных КЭ В результате двунаправленный КЭ, в котором использован низковольтный МДП-транзистор с меньшим сопротивлением открытого канала, позволяет увеличить КПД по сравнению традиционным вариантом двунаправленного КЭ в пределах 1% при выходной мощности, для которой выполняется условие 22.

Нарушение данного условия при снижении выходной мощности существенно повышает потери на КЭ и соответственно снижает КПД.

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ РАБОТЫ В диссертационной работе решались проблемы применения электронных ключей на основе МДП-транзисторов в импульсных квазирезонансных ПН средней мощности с точки зрения энергетической эффективности. Основная идея работы заключается в детальном изучении механизмов потерь мощности в компонентах КЭ при работе в цепи РК. При этом основным результатом является методика проектирования КЭ и выбора режимов работы квазирезонансного ПН с переключением при нуле тока c ЧИМ, которая строится на результатах, описанных ниже.

1. Предложено условие выбора режима работы квазирезонансного ПН с переключением при нуле тока с ЧИМ, который заключается в сравнительной оценке мощности статических потерь на ключевых элементах рассматриваемого ПН для двух возможных режимов в заданном диапазоне регулирования.

2. Мощность статических потерь на КЭ в квазирезонансном ПН по сравнению с традиционным ПН с ШИМ при максимальной нагрузке и прочих равных условиях (входное, выходное напряжение, ток нагрузки) выше в 2-4 раза в зависимости от разницы между входным и выходным напряжениями (при 0,5Uвых/Uвх0,25), причем для режима с полной волной тока резонансного цикла статические потери в КЭ выше, чем для режима с половиной волны.

Таким образом, применение данных резонансных режимов будет иметь преимущество с точки зрения КПД на частоте преобразования, при которой динамические потери мощности в традиционном ПН с ШИМ будут доминирующими.

3. В работе был проведен ряд экспериментов, связанных с исследованием механизма влияния встроенного в МДП-транзистор p+-n диода на динамические потери мощности при работе в цепи РК с полной волной тока резонансного цикла. Результаты экспериментов говорят о том, что динамические потери мощности, возникающие из-за процесса обратного восстановления данного диода, являются существенными при частотах преобразования свыше 100КГц.

Традиционный метод решения обозначенной проблемы за счет использования дополнительного шунтирующего диода Шоттки с блокирующим напряжением 100В и выше не позволяет полностью исключить протекание тока через встроенный диод при работе на собственной частое РК порядка 1МГц, что связанно с наличием неотъемлемых паразитных реактивных компонентов (диффузионная емкость, индуктивность соединений). Разработанная + математическая модель параллельно соединенных p -n и Шоттки диодов с учетом паразитных компонентов позволяет определить зависимость проводимости каждого из диодов при работе на прямом участке ВАХ на частоте РК от значений реактивных компонентов. На основании совместного анализа результатов моделирования и экспериментальных исследований был предложен новый тип КЭ без увеличения активных элементов в схеме и методика его проектирования. Полученное техническое решение дает существенный эффект в ПН с переключением КЭ при нулевых значениях тока и полной волной резонансного цикла с рабочим напряжением полупроводниковых приборов от 100 до 200В.

4. В результате анализа работы КЭ на основе МДП-транзисторов в квазирезонансном ПН с половиной волны тока резонансного цикла выявлены дополнительные потери мощности, связанные с процессами, происходящими в паразитном РК, образованном индуктивным элементом основного РК и емкостью сток-исток МДП-транзистора, выполняющего роль синхронного выпрямителя в КЭ по схеме «двунаправленный ключ». Это приводит к ограничению на диапазон регулирования ПН данного типа, в связи с чем предложено условие выбора транзистора на основе зависимости между параметрами применяемого МДП-транзистора (блокирующее напряжение, емкость сток-исток), параметрами РК и предельными характеристиками ПН (максимальное входное напряжение и минимальный рабочий ток нагрузки).

5. Разработанные способы позволили снизить динамические потери мощности, возникающие за счет описанных явлений, и повысить КПД квазирезонансного ПН на 3-13% в зависимости от выходной мощности в диапазоне частоты преобразования от 350 до 500 КГц при использовании кремниевых МДП-транзисторов и диодов Шоттки с блокирующим напряжением до 200В.

СПИСОК ПУБЛИКАЦИЙ ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ

В изданиях из перечня ВАК:

1. Соломатова, А.А. Определение волнового сопротивления колебательного контура квазирезонансного стабилизатора напряжения / А.А Соломатова, Н.Н. Горяшин // Вестник СибГАУ, Красноярск. – 2007. – Вып. 14. – С. 99-102.

2. Соломатова, А.А. Моделирование режимов параллельной работы квазирезонансных преобразователей напряжения с коммутацией ключевых элементов при нулевых значениях тока / Н.Н. Горяшин, М.В. Лукьяненко, А.А. Соломатова, А.Ю. Хорошко // Вестник СибГАУ, Красноярск. – 2009. – Вып. 25. – С. 53-58.

3. Соломатова А.А. Анализ режимов работы квазирезонансного преобразователя напряжения / Н.Н. Горяшин, М.В. Лукьяненко, А.А. Соломатова, А.Ю. Хорошко // Изв. ВУЗов. Приборостроение, СПб. – 2011.

– Т. 54, № 4. – С. 7-13.

4. Соломатова, А.А. Оценка статических потерь мощности в квазирезонансном преобразователе напряжения / А.А Соломатова, Н.Н. Горяшин // Вестник СибГАУ, Красноярск. – 2011. – Вып. 37. – С. 13-19.

5. Соломатова, А.А. Экспериментальный анализ работы МДП-транзистора в квазирезонансном преобразователе напряжения / А.А Соломатова, Н.Н. Горяшин // «Доклады ТУСУР», Томск. – 2011. – №2 (24), ч. 1. – С. 258 263.

Остальные публикации:

1. Соломатова, А.А. Экспериментальная отработка импульсного преобразователя напряжения для системы электроснабжения малого космического аппарата / А.А Соломатова, Н.Н. Горяшин // Решетневские чтения: материалы X международ. научн. конф., Красноярск. – 2006. – ч.1. – С.

97-98.

2. Соломатова, А.А. Сравнительный анализ потерь мощности на ключевом элементе импульсного преобразователя напряжения при разных режимах переключения / А.А. Соломатова, Н.Н. Горяшин // Актуальные проблемы авиации и космонавтики: сб. тез. докл. Всерос. науч.-практ. конф., Красноярск.

– 2009. – С. 173-174.

3. Соломатова, А.А. Анализ коммутационных процессов МДП-ключей резонансных преобразователей напряжения // Решетневские чтения: материалы XIII международ. научн. конф., Красноярск. – 2009. – С. 166-167.

4. Соломатова, А.А. Проблемы использования резонансных режимов в высокочастотных преобразователях напряжения / Н.Н. Горяшин, А.Ю. Хорошко, А.А. Соломатова // Электронные и электромеханические системы и устройства: Тез. Докл. XVIII Научно-пркт. Конф., Томск. – 2010. – С.

60-63.

5. Соломатова, А.А. Исследование влияния паразитных параметров МДП транзистора на коммутационные процессы в квазирезонансном преобразователе напряжения / А.А Соломатова, Н.Н. Горяшин // Актуальные проблемы авиации и космонавтики: сб. тез. докл. Всерос. науч.-практ. конф. в 2т. Т.1., СибГАУ, Красноярск. – 2010. – С. 196-197.

6. Соломатова, А.А. Исследование работы МДП-ключа в квазирезонансном преобразователе напряжения с полной волной тока резонансного цикла / Решетневские чтения: материалы XIV международ. научн. конф., Красноярск. – 2010. – С. 174-175.

7. Соломатова, А.А. Экспериментальный анализ работы ключевого элемента на основе МДП-транзистора в квазирезонансном преобразователе напряжения / А. А. Соломатова, Н.Н. Горяшин // Материалы научно-техн. конф. ОАО "ИСС им. ак. М.Ф.Решетнева", Железногорск. – 2011. – С. 160-162.

8. Соломатова, А.А. Проблемы использования резонансных режимов в высокочастотных преобразователях напряжения / Н.Н. Горяшин, А.Ю. Хорошко, А.А. Соломатова // Электронные и электромеханические системы и устройства: Сб. научн. тр. – Томск: НТЛ. – 2011. – С. 164-174.

9. Соломатова, А.А. МДП-ключ в квазирезонансном преобразователе напряжения / А.А Соломатова, Н.Н. Горяшин // Материалы докладов международ. научн.- практ. конф. «Электронные средства и системы управления», Томск: В-Спектр. – 2011. – С. 98-104.



 


Похожие работы:





 
2013 www.netess.ru - «Бесплатная библиотека авторефератов кандидатских и докторских диссертаций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.