авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ  БИБЛИОТЕКА

АВТОРЕФЕРАТЫ КАНДИДАТСКИХ, ДОКТОРСКИХ ДИССЕРТАЦИЙ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ

Pages:   || 2 |

Оценка и адаптация параметров сигналов подвижных телекоммуникационных систем

-- [ Страница 1 ] --

На правах рукописи

МАНЕЛИС Владимир Борисович ОЦЕНКА И АДАПТАЦИЯ ПАРАМЕТРОВ СИГНАЛОВ ПОДВИЖНЫХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ СИСТЕМ Специальность: 05.12.13 – «Системы, сети и устройства телекоммуникаций»

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени доктора технических наук

Воронеж – 2010

Работа выполнена в ЗАО «ИРКОС» (г. Москва) Научный консультант доктор технических наук Ашихмин Александр Владимирович

Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессор Петров Евгений Петрович;

доктор физико-математических наук, профессор Радченко Юрий Степанович;

доктор технических наук, профессор Питолин Владимир Михайлович Ведущая организация Московский государственный технический университет имени Н. Э. Баумана

Защита состоится 24 июня 2010 г. в 1400 в конференц-зале на заседании диссертационного совета Д 212.037.10 ГОУВПО «Воронежский государст венный технический университет» по адресу: 394026, г. Воронеж, Московский просп., 14.

С диссертацией можно ознакомиться в научно-технической библиотеке ГОУВПО «Воронежский государственный технический университет».

Автореферат разослан мая 2010 г.

Ученый секретарь диссертационного совета Макаров О. Ю.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность проблемы. В последние десятилетия в области телеком муникаций было разработано множество эффективных технологий. Одной из них является расширение спектра сигнала псевдослучайной последовательно стью (ПСП). Полоса такого сигнала много больше полосы информационной части сигнала, что позволяет увеличить помехоустойчивость приема и реализо вать принцип кодового разделения каналов (CDMA – Code Division Multiple Access). Другой эффективной технологией, получившей широкое распростра нение в последнее время, является многочастотная передача (OFDM – Orthogo nal Frequency Division Multiplexing). В OFDM системах передаваемый поток данных разделяется на несколько низкоскоростных потоков, которые переда ются на различных поднесущих. При этом можно увеличивать скорость пере дачи данных, не уменьшая длительность символа и сохраняя межсимвольную помеху на приемлемо низком уровне. Эти технологии являются основой совре менных систем сотовой связи cdma2000, UMTS, Wi-Fi, WiMax, LTE и др.

Значительный вклад в развитие современных систем связи и теорию оце нивания параметров сигналов внесли A.J. Viterbi, S.Alamouti, M. Sawahashi, L.J.

Cimini, G.J. Foschini, Y. Li, T.S. Rappaport, а из отечественных ученых – В.И.

Тихонов, Б.Р. Левин, Л.М. Финк, Л.Е. Варакин, Д.Д. Кловский, А.П. Трифонов, А.А. Пистолькорс и др.

Для достижения высокой помехоустойчивости и емкости телекоммуни кационные системы новых поколений используют многоуровневые фазовые (М-PSK) и амплитудно-фазовые (М-QAM) виды модуляции. Поэтому демоду ляция на приемной стороне требует высокоточной оценки канала: комплексной амплитуды принимаемого сигнала (для CDMA систем) или частотного отклика канала распространения (для OFDM систем).

Одним из требований к телекоммуникационным системам настоящего и следующих поколений является поддержание связи с абонентами, перемещаю щимися с высокой скоростью (до 250500 км/ч). Как следствие, мобильная сис тема должна эффективно функционировать в условиях быстрых (высокочас тотных) замираний. Здесь известные алгоритмы оценки комплексной амплиту ды и основанные на них методы квазикогерентного приема применительно к CDMA системам с прерывистым пилот-сигналом недостаточно эффективны либо вовсе неработоспособны.

В городских условиях или в горной местности часто встречаются много лучевые каналы распространения. В системах связи с кодовым разделением ка налов многолучевость обычно учитывают посредством суммирования энергии компонентов многолучевого сигнала в Rake-приемнике. Сигнал каждого луча принимается отдельным однолучевым приемником, включающим в себя схему временной синхронизации. Этот подход является эффективным при наличии нескольких хорошо разрешаемых компонентов многолучевого сигнала, т.е. от стоящих друг от друга по времени на несколько элементов ПСП (чипов). Одна ко часто частотно-селективные замирания носят такой характер, что компонен ты многолучевого сигнала являются неразрешаемыми. В этом случае имеет ме сто снижение помехоустойчивости приема из-за неверной оценки числа компо нентов многолучевого сигнала и неоптимальной процедуры слежения за таким сигналом. Вследствие влияния сигналов лучей друг на друга искажаются также потоки данных, по которым осуществляется оценка комплексной амплитуды сигналов каждого луча. Алгоритм оценки канала должен компенсировать такое взаимовлияние, что не предусматривают известные алгоритмы. Очевидно, эф фективная работа алгоритмов слежения и демодуляции в условиях неразрешае мой многолучевости должна отличаться от работы традиционных устройств.

Одним из наиболее эффективных способов повышения скорости переда чи данных, интенсивно развивающимся в последние годы, является использо вание нескольких антенн на передающей и приемной стороне (MIMO – Multi ple-Input Multiple-Output). Технология MIMO основана на независимости кана лов распространения между различными парами передающей и приемной ан тенн. Максимальная пропускная способность MIMO системы достигается при использовании технологии BLAST (Bell Labs Layered Space Time), при которой с различных антенн передаются различные потоки данных. MIMO технологию можно использовать как в CDMA, так и в OFDM системах. Такое объединение позволяет значительно повысить спектральную эффективность телекоммуни кационных систем.





Если импульсный отклик канала – длинный, имеют место быстрые изме нения частотного отклика канала, что для OFDM систем создает трудности оценки канала. В MIMO-OFDM системе при демодуляции используются оцен ки (и их ошибки) всех каналов системы. Это приводит к тому, что при одинако вом уровне ошибок характеристики приема для MIMO-OFDM системы ухуд шаются гораздо более существенно, чем для OFDM системы с одной передаю щей и одной приемной антеннами. Как следствие, требования к точности оцен ки канала для MIMO-OFDM систем гораздо более жесткие. Известные алго ритмы оценки канала для MIMO-OFDM систем не обеспечивают необходимой точности оценивания в «длинных», быстро изменяющихся каналах.

Таким образом, разработка алгоритмов оценки канала для CDMA, OFDM, MIMO-OFDM систем в неблагоприятных условиях высокочастотных замира ний и длинного импульсного отклика канала, особенно при неразрешаемой многолучевости, является актуальной задачей, решение которой позволит рас ширить возможности телекоммуникационных систем.

Современные и будущие системы широкополосной радиосвязи должны обеспечивать высокую скорость передачи данных (десятки и сотни Мбит/с и более) для удовлетворения постоянно растущих требований мультимедийных приложений. В одночастотных CDMA системах простое увеличение битовой скорости эквивалентно уменьшению длительности передаваемых символов, и многолучевость канала распространения приводит к существенному росту межсимвольных помех. Поэтому в некоторых системах, в частности в высоко скоростных каналах пакетной передачи (HSPA – High Speed Packet Access) стандарта UMTS, повышение скорости передачи данных обеспечивается при фиксированной длительности символа за счет использования многокодового сигнала, когда осуществляется параллельная передача потоков данных по орто гональным каналам. В условиях многолучевости на выходе канальных корреля торов приемника появляется помеха других каналов (межкодовая помеха), мощность которой растет с увеличением числа каналов. Ортогональность кана лов при этом нарушается. Обычно используемый в условиях многолучевости Rake приемник не учитывает межкодовую помеху, что приводит к существен ному ухудшению характеристик приема, особенно в случае неразрешаемой многолучевости. В этой связи для случая одной передающей и одной приемной антенн было предложено использование на приемной стороне эквалайзера, ми нимизирующего искажения, вызванные многолучевостью. Этот подход превос ходит по характеристикам Rake приемник, обеспечивает характеристики, близ кие к характеристикам OFDM систем, и не имеет свойственных этим системам недостатков. Представляет интерес обобщение этого подхода на случай много антенных систем, а также разработка более простых эффективных алгоритмов определения весовых коэффициентов эквалайзера.

Одним из перспективных методов улучшения характеристик современ ных систем сотовой связи является применение адаптивных антенных решеток (ААР) на базовых станциях. Параметры ААР подстраиваются к изменяющейся помехово-сигнальной обстановке, что позволяет осуществить эффективную пространственную селекцию для каждого абонента при приеме и передаче его сигнала. Это приводит к увеличению емкости системы связи, улучшению каче ства связи, расширению зоны обслуживания и т. д. При этом имеется множест во нерешенных вопросов, связанных с функционированием ААР. Один из них – присутствие в сотовой системе высокоскоростных абонентов. Их сигналы на базовой станции могут иметь мощность в десятки раз выше мощности сигналов низкоскоростных абонентов и представлять собой для последних мощные по мехи. Известные алгоритмы ААР в обратном и прямом каналах этого не учиты вают, что может приводить к существенному ухудшению их характеристик.

Формирование ДН ААР в прямом канале осуществляется по направлению при хода сигнала абонента, а также по его угловой области при значительной вели чине последней. При этом методы оценки угловой области до настоящего вре мени практически не развиты. При наличии в системе только общего пилот сигнала каналы распространения информационного и пилот-сигналов – разные.

Поэтому в данном случае при формировании ДН в прямом канале необходимо найти компромисс между увеличением мощности информационного сигнала на приемной антенне (при сужении главного лепестка ДН) и необходимым качест вом оценки канала, точность которой при сужении ДН ААР уменьшается.

Одной из важнейших отличительных особенностей будущих телекомму никационных систем будет способность эффективной адаптации к помехово сигнальным и канальным условиям функционирования. В настоящее время из вестные методы адаптации к условиям приема сводятся к выбору скорости пе редачи данных (типа модуляции и скорости кодирования) и к регулировке мощности передаваемого сигнала. В ряде случаев имеющихся методов адапта ции оказывается недостаточно для адекватного изменения работы системы. На пример, для MIMO-OFDM системы с типовой пилот-структурой крайне за труднительно обеспечить требуемую точность оценки канала, когда канал дос таточно «длинный». С увеличением числа пилот-символов качество оценки ка нала улучшается, однако увеличивается также непроизводительный ресурс сис темы, сохранять который в более благоприятных условиях приема нецелесооб разно. Оптимальная пилот-структура OFDM системы представляет собой ком промисс между занимаемым ей ресурсом и качеством оценки канала. Анало гично, длина защитного интервала OFDM символа при проектировании систе мы обычно фиксируется в соответствии с максимально ожидаемой длиной им пульсного отклика канала и может достигать 1/8 или даже 1/4 длительности OFDM символа. То есть непроизводительный ресурс системы из-за защитного интервала может быть достаточно большим. Поэтому актуальной является за дача повышения помехоустойчивости и спектральной эффективности телеком муникационных систем за счет адаптивной подстройки пилот-структуры и дли ны защитного интервала символа к условиям функционирования.

В последнее время широкое распространение получили беспроводные системы передачи пакетной информации, в частности локальные сети Wi-Fi.

Известны публикации, посвященные расчету характеристик и пропускной спо собности этих сетей. Однако совместная оптимизация параметров механизма доступа в них не проводилась. Часто эти параметры произвольно фиксируются оператором сети. Между тем динамическая адаптация параметров механизма доступа в зависимости от условий приема и числа активных станций обещает существенное повышение пропускной способности и других характеристик се ти.

Неотъемлемой процедурой функционирования телекоммуникационных систем является начальная частотно-временная синхронизация. Эффективность системы синхронизации определяется не только способностью обеспечить не обходимую точность оценки временного положения и частоты сигнала, но и приемлемой сложностью реализации. В известной литературе отсутствует сис темный сравнительный анализ помехоустойчивости и сложности реализации различных методов синхронизации.

Многие перспективные системы радиосвязи для начальной частотно временной синхронизации используют специальный сигнал – преамбулу, кото рый предшествует информационному сообщению. Однако известные решения обладают недостаточно высокой помехоустойчивостью в условиях многолуче вого распространения сигнала и при больших значениях частотной расстройки.

В этой связи совершенствование структуры преамбулы и алгоритмов ее приема актуальны для повышения эффективности перспективных систем радиосвязи.

В ряде квазиоптимальных алгоритмов оценка временного положения или частотного сдвига сигнала выполняется по положению максимума некоторой решающей функции, которая является недифференцируемой (нерегулярной), в то время как ее детерминированная составляющая (сигнальная функция) дваж ды дифференцируема. Для анализа таких оценок неприменим ни метод малого параметра и формула Крамера-Рао для нижней границы дисперсии оценки, ни метод анализа разрывных сигналов, основанный на теории Марковских процес сов и решении соответствующих уравнений Фоккера-Планка-Колмогорова.

Разработка методики анализа оценок данного класса позволит получить харак теристики оценки для большого числа задач квазиоптимальной обработки.

Диссертационная работа выполнена в соответствии с научным направле нием «Автоматический радиомониторинг», принятым НТС ЗАО «ИРКОС» (г. Москва) (протокол №1 от 17 января 2005 г.).

Цель и задачи исследования. Целью работы является разработка и ана лиз эффективных алгоритмов оценки параметров сигнала современных теле коммуникационных систем и адаптации параметров и структуры сигнала к ус ловиям функционирования.

Для реализации этой цели в диссертационной работе поставлены и реше ны следующие основные задачи:

1. Оценка канала и демодуляция в системах с кодовым разделением каналов (cdma2000, UMTS) при непрерывном и прерывистом типах пилот-сигнала в условиях высокочастотных замираний. Оптимизация энергетического соот ношения информационного и пилот-компонентов сигнала.

2. Слежение и демодуляция в системах с кодовым разделением каналов в усло виях неразрешаемой многолучевости канала распространения.

3. Оценка канала в многочастотных (OFDM) многоантенных (MIMO) телеком муникационных системах, включая WiMax. Адаптация пилот-структуры и длины защитного интервала многочастотного сигнала к условиям функцио нирования системы.

4. Разработка простых и эффективных алгоритмов начальной частотно временной синхронизации. Анализ квазиоптимальной оценки разрывных сигналов.

5. Разработка простого эффективного эквалайзера для приема многокодовых сигналов одночастотных многоантенных систем (HSDPA).

6. Формирование диаграммы направленности адаптивной антенной решетки базовой станции сотовой системы связи в прямом и обратном каналах при наличии высокоскоростных пользователей в системе.

7. Оптимизация и адаптация параметров механизма доступа сети пакетной пе редачи данных Wi-Fi. Анализ ее характеристик.

Методы исследования. При решении поставленных задач использова лись современные методы статистической радиофизики, математического ана лиза, оценивания параметров сигналов на фоне помех, теории вероятностей и математической статистики, теории случайных процессов, имитационного ком пьютерного моделирования.

Научная новизна. В работе получены следующие новые научные ре зультаты:

Алгоритмы квазикогерентного приема сигнала в системах связи с кодовым разделением каналов, использующие для оценки канала как пилотные, так и информационные символы. Алгоритмы основаны на параметризации изме няющейся во времени комплексной амплитуды сигнала путем разложения ее в ряд по системе функций, а также на адаптивном стохастическом интерпо лировании и итеративной процедуре последовательного улучшения оценки канала и оценки информационных символов.

Методика определения оптимальных соотношений информационного и пи лот-компонентов сигнала, основанная на критерии минимума средней энер гии полезного сигнала, приходящейся на один передаваемый символ, при удовлетворении заданного качества приема.

Алгоритм демодуляции и слежения за сигналом системы связи с кодовым разделением каналов в условиях неразрешаемой многолучевости, отличи тельной особенностью которого является уточнение в процессе слежения не только временных позиций сигналов лучей, но и их числа, а также компен сация взаимовлияния сигналов разных лучей друг на друга.

Алгоритм оценки канала для MIMO-OFDM систем, основанный на последо вательной байесовской интерполяции в частотной и временной областях и включающий оценку частоты Доплера и профиля многолучевости канала распространения.

Алгоритм оценки канала для MIMO-OFDM систем, адаптивный к порядку интерполяции в частотной и временной областях в зависимости от скорости изменения канала в этих областях.

Алгоритм адаптации длины защитного интервала и пилот-структуры OFDM сигнала к канальным условиям, основанный на оценке скорости изменения канала во временной и в частотной областях.

Интерполяционный алгоритм оценки частотного сдвига и временного по ложения радиосигнала, использующий для вынесения решения несколько значений решающей функции.

Сравнительный анализ сложности реализации и помехоустойчивости раз личных алгоритмов оценки частоты радиосигнала с учетом аномальных ошибок, Методика расчета дисперсии квазиоптимальных оценок параметра по мак симуму нерегулярного выходного сигнала приемника, когда его детермини рованная составляющая дифференцируема.

Алгоритм работы эквалайзера для одночастотных многоантенных систем, минимизирующий искажения сигнала, обусловленные как многолучевостью канала распространения, так и помехами других антенн. В эквалайзере су щественно уменьшена вычислительная сложность расчета весовых коэффи циентов по сравнению с известными алгоритмами.

Алгоритм формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки базовой станции сотовой системы связи, в обратном канале эффек тивно подавляющий мощные пространственно сосредоточенные помехи (обусловленные высокоскоростными пользователями), а в прямом канале основанный на эвристической оценке направления прихода и угловой облас ти сигнала абонента.

Методика расчета и аналитические выражения для пропускной способности отдельной станции и сети Wi-Fi в целом, учитывающие сопутствующие рас ходы, шумы в канале и коллизии в системе. Алгоритмы адаптации парамет ров механизма доступа сети к условиям ее функционирования.

Практическая значимость результатов работы состоит в следующем:

Разработанные алгоритмы квазикогерентного приема позволяют эффективно функционировать системам связи с кодовым разделением каналов в небла гоприятных условиях быстрых замираний (при скорости подвижного або нента до 500 км/ч при частоте несущей 2 ГГц), когда известные алгоритмы оказываются неработоспособными.

Использование эффективных алгоритмов квазикогерентного приема позво ляет перераспределить мощность от пилот-компонента к информационному компоненту сигнала, обеспечивая увеличение до 15% спектральной эффек тивности системы радиосвязи.



В неблагоприятных каналах с неразрешаемой многолучевостью разработан ный алгоритм слежения и демодуляции обеспечивает выигрыш 1.52 дБ по сравнению с известными алгоритмами, не требует большого ресурса корреляторов и не является критичным к частоте отсчетов входного сигнала, что существенно упрощает его реализацию.

Характеристики разработанного алгоритма оценки канала для MIMO-OFDM систем остаются приемлемыми в неблагоприятных условиях быстрых зами раний и длинного импульсного отклика канала распространения (при скоро сти абонента до 500 км/ч при частоте несущей 2 ГГц и при интервале много лучевости до 4 мкс при полосе сигнала 20 МГц), когда известные алгоритмы оказываются неработоспособными.

Алгоритм оценки канала для MIMO-OFDM систем с адаптивным порядком интерполяции может обеспечить выигрыш в помехоустойчивости до 34 дБ по сравнению с алгоритмами оценки канала с фиксированным порядком ин терполяции.

Использование разработанного алгоритма адаптации длины защитного ин тервала и пилот-структуры к канальным условиям обеспечивает выигрыш до 50% в спектральной эффективности OFDM системы по сравнению с фикси рованно устанавливаемыми параметрами при несущественном увеличении объема необходимой для передачи служебной информации.

Предложенный интерполяционный алгоритм оценки частотного сдвига и временного положения радиосигнала обеспечивает помехоустойчивость, близкую к помехоустойчивости алгоритма максимального правдоподобия, при существенно меньшей сложности, аналогичной многоканальному алго ритму оценки с относительно небольшим числом дискретов решающей функции на интервале корреляции (34).

Сравнительный анализ помехоустойчивости и сложности реализации раз личных алгоритмов оценки частоты радиосигнала позволяет обоснованно выбрать алгоритм оценки и спроектировать систему синхронизации в зави симости от требований к точности и сложности реализации алгоритма.

Методика анализа квазиоптимальных оценок параметра по максимуму нере гулярного выходного сигнала приемника, когда его детерминированная со ставляющая дифференцируема, может быть использована для анализа боль шого числа задач квазиоптимальной обработки разрывных сигналов рас смотренного класса.

Применение предложенного эквалайзера делает возможным эффективный прием при использовании сложных видов модуляции (16-QAM, 64-QAM) и при большом количестве параллельно передаваемых с каждой антенны по токов данных (8 и более), когда традиционный Rake приемник является не работоспособным.

Использование разработанных алгоритмов функционирования ААР делает возможным наличие в системе нескольких высокоскоростных пользовате лей. Возможность работы при наличии в системе только общего пилот сигнала позволяет использовать мобильные терминалы, не поддерживающие прием индивидуального пилот-сигнала.

Применение методики определения оптимальных значений параметров ме ханизма доступа системы Wi-Fi позволяет динамично адаптировать пара метры механизма доступа к условиям функционирования и достигать мак симальной пропускной способности сети и отдельных ее станций.

Основные положения, выносимые на защиту:

Различные по сложности реализации и помехоустойчивости алгоритмы ква зикогерентного приема сигнала в системах связи с кодовым разделением ка налов при прерывистом и непрерывном типах пилот-сигнала, эффективные в неблагоприятных условиях быстрых замираний;

новая методика определе ния оптимальных соотношений информационного и пилот-компонентов сигнала.

Алгоритм демодуляции и слежения за сигналом в системах связи с кодовым разделением каналов, эффективный в условиях многолучевости, в том числе неразрешаемой.

Алгоритмы оценки канала для MIMO-OFDM систем, эффективные в усло виях канала с длинным импульсным откликом и при высокой скорости дви жения абонента;

алгоритм адаптации длины защитного интервала и пилот структуры сигнала к условиям функционирования.

Интерполяционный алгоритм оценки частотного сдвига и временного по ложения радиосигнала;

методика анализа помехоустойчивости различных алгоритмов оценки частоты радиосигнала;

рекомендации по выбору алго ритма и его параметров.

Методика анализа квазиоптимальных оценок параметра по максимуму нере гулярного выходного сигнала приемника, когда его детерминированная со ставляющая дифференцируема.

Алгоритм работы эквалайзера для одночастотных многоантенных систем, эффективный при приеме многолучевого многокодового сигнала.

Алгоритмы формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки базовой станции сотовой системы связи в обратном и прямом кана лах, эффективно функционирующие при наличии мощных пространственно сосредоточенных помех, при произвольных величинах угловой области сиг нала абонента, а также при наличии в системе только общего пилот-сигнала.

Методика определения оптимальных значений параметров механизма дос тупа сети Wi-Fi и расчета пропускной способности отдельной станции и се ти в целом;

адаптация параметров механизма доступа к условиям функцио нирования.

Внедрение результатов. Результаты диссертационной работы были ис пользованы в ОАО «Концерн «Созвездие», ЗАО “ИРКОС”, ГОУВПО «Воро нежский государственный технический университет», что подтверждено акта ми внедрения.

Достоверность результатов исследования. Достоверность результатов, полученных в диссертационной работе, подтверждается корректностью исполь зования современного математического аппарата, совпадением новых результа тов с известными в частных и предельных случаях, а также результатами стати стического моделирования, Апробация работы. Результаты работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях и семинарах: на VIII семинаре секции теории ин формации ЦП НТО РЭС им. А.С. Попова (Воронеж, 1983);

V Всесоюзной шко ле по оптической обработке информации (Киев, 1984);

V Всесоюзной школе семинаре «Распараллеливание обработки информации» (Львов, 1985);

Всесо юзной научно-технической конференции «Статистические методы в теории пе редачи и преобразования информационных сигналов» (Киев, 1985);

1 Всесо юзной школе-семинаре «Методы представления и обработки случайных сигна лов и полей» (Туапсе, 1987);

Всесоюзной конференции «Статистика случайных полей. Обработка изображений» (Красноярск, 1988);

отраслевой научно технической конференции «Техника средств связи» (Воронеж, 1989);

Всесо юзной научно-технической конференции «Теория и техника пространственно временной обработки сигналов» (Свердловск, 1989);

Украинской республикан ской школе-семинаре «Вероятностные модели и обработка случайных сигналов и полей» (Черкассы, 1991);

научно-технической конференции «Повышение помехоустойчивости систем технических средств охраны» (Воронеж, 1995);

Международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь» (Воронеж, 1999-2009);

Международной конференции «Цифровая обра ботка сигналов и ее применение» (Москва, 1999-2004);

Международной науч но-технической конференции «Беспроводные системы телекоммуникаций» (Воронеж, 2000);

Международной конференции «Теория и техника передачи, приема и обработки информации» (Туапсе, 2001);

IEEE 16th International Sym posium «Personal, Indoor and Mobile Radio Communications» (PIMRC 2005) (Ber lin, Germany, 2005);

61st IEEE Vehicular Technology Conference (VTC 2005 Spring) (Stockholm, Sweden, 2005);

49th IEEE Global Telecommunications Con ference (GLOBECOM 2006) (San Francisco, USA, 2006).

Публикации. По теме диссертации опубликовано 127 научных работ, в том числе 31 – в изданиях, рекомендованных ВАК РФ, и 32 патента на изобре тение.

В работах, опубликованных в соавторстве и приведенных в конце авто реферата, лично соискателю принадлежат: постановка задачи [10, 13-16, 18-20, 25, 27-38, 40-47, 49-64];

разработка оригинальных алгоритмов оценки парамет ров и адаптации [1-6, 10-12, 16, 18-20, 23, 25-38, 40-47, 49-64];

получение ана литических выражений для характеристик алгоритмов [1-6, 10, 17, 19-21, 25, 27, 42, 43, 45-47];

расчет характеристик [1-6, 10, 20, 25, 42, 43];

анализ и интерпре тация полученных результатов (для всех публикаций).

Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, семи глав, заключения и списка литературы из 276 наименований. Основная часть работы изложена на 386 страницах, включает 201 рисунок и 22 таблицы.

ОСНОВНОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована актуальность темы диссертации, определена цель работы, изложены научная новизна и практическая ценность полученных результатов, сформулированы основные положения, выносимые на защиту.

В первой главе приведен краткий обзор алгоритмов оценки канала в сис темах с кодовым разделением каналов. Представлены два класса оригинальных различных по сложности реализации и помехоустойчивости алгоритмов квази когерентного приема сигнала системы UMTS. Пилот-компонент сигнала явля ется прерывистым, т.е. известные пилотные символы мультиплексированы во времени с информационными символами. Передаваемый поток символов сгруппирован во времени по слотам, представляющим собой упорядоченную совокупность заданного числа информационных и пилот-символов. Для оценки канала используются как пилотные, так и информационные символы.

Алгоритмы первого класса не требуют знания статистических свойств канала и основаны на параметризации изменяющейся во времени комплексной амплитуды сигнала путем разложения ее в ряд по системе функций. Синтезиро ван алгоритм максимального правдоподобия, который реализует для символов слота прием “в целом”, что обусловливает его высокую помехоустойчивость, но также и большую вычислительную сложность. Из более простых алгоритмов посимвольного приема можно отметить двухпроходный алгоритм с решающей обратной связью и экстраполяцией (ДАРОСЭ), где процесс демодуляции ин формационной части слота идет как с начала, так и с конца слота к его середи не, минимизируя блок последовательно демодулируемых информационных символов. Предложен также итеративный алгоритм (ИА), основанный на по следовательном взаимном улучшении качества оценки информационных пара метров и оценки канала.

Алгоритмы второго Когерен.

0. класса: итеративный алго- ИАСИ 0. ритм стохастической ин- ПАСИ терполяции (ИАСИ) и по- АМП 0. ИА следовательный алгоритм BER 0.15 ДАРОСЭ стохастической интерпо ляции (ПАСИ) учитывают 0. случайный характер изме 0. нения комплексной ампли туды сигнала и ее стати- стические свойства. ИАСИ 0 2 4 6 8 Отношение сигнал-шум, дБ является двухэтапным. На первом этапе по пилот- Рис. 1. Зависимость вероятности битовой символам формируется ошибки от отношения сигнал-шум предварительная оценка комплексной амплитуды информационных символов. На втором этапе, который может быть итеративным, осуществляется последовательное уточнение оценок информационных символов слота и их комплексных амплитуд. Оценка ком плексной амплитуды информационных символов формируется по методу наи меньших средних квадратов. На втором этапе для этого используются как пи лот-символы, так и информационные символы. Кроме того, для подавления шумов в ИАСИ производится фильтрация комплексных амплитуд пилот сим волов, а на втором этапе – и оценок комплексной амплитуды информационных символов. В ПАСИ оценка комплексной амплитуды сигнала производится по следовательно в несколько шагов. На каждом шаге формируется оценка ком плексной амплитуды одного информационного символа слота посредством адаптивной стохастической интерполяции по оценкам комплексной амплитуды пилот-символов и оценкам комплексной амплитуды информационных симво лов, полученных на предыдущих шагах. Порядок оценки информационных символов слота определяется в соответствии с убыванием энергии символов.

Методом компьютерного моделирования выполнен сравнительный ана лиз помехоустойчивости разработанных алгоритмов в условиях высокочастот ных замираний. Оптимизированы параметры алгоритмов, оценена их вычисли тельная сложность. На рис. 1 приведен пример характеристик алгоритмов для случая FD 0,055, где FD – частота Доплера, – длительность символа.

Сформулированы выводы по выбору алгоритма квазикогерентного приема в условиях быстрых замираний в зависимости от требований к точности и про стоте его реализации.

Предложен адаптивный к частоте замираний двухэтапный алгоритм ква зикогерентного приема многолучевого сигнала систем cdma2000 или UMTS при непрерывном пилот-сигнале, использующий для оценки комплексной ам плитуды не только пилот-символы (как у известных алгоритмов), но и инфор мационные символы. На первом этапе по пилот-символам формируется предва рительная оценка комплексной амплитуды информационных символов сигна лов лучей. На втором этапе оценка комплексной амплитуды информационных символов осуществляется с использованием как пилот-символов, так и инфор мационных символов. Методом компьютерного моделирования выполнено сравнение помехоустойчивости предложенного алгоритма с лучшим из извест ных алгоритмов.

Получены оптимальные энергетические отношения k информационного и пилот-компонентов сигнала в системах связи с кодовым разделением каналов при непрерывном и прерывистом типах пилот-компонента. Использован крите рий минимума средней энергии E полезного сигнала, приходящейся на один передаваемый символ, при удовлетворении заданного качества приема k opt arg min E, (1) BER BER * где k ps p p – для непрерывного пилот-сигнала, ps, p p – мощность инфор мационного и пилот-сигналов, k m n – для прерывистого пилот-сигнала, m, n – количество информационных и пилот-символов, передаваемых систе * мой связи по каналу за некоторое время, BER – заданный максимальный уро вень вероятности битовой ошибки в информационном канале. Показано, что отношения, рекомендуемые в существующих стандартах, являются существен но заниженными. Исследована устойчивость показателя качества к отклонению соотношения информационного и пилот-компонентов сигнала от своего опти мального значения. Рассмотрено влияние частоты замираний на величину оп тимальных соотношений. Найден выигрыш в спектральной эффективности от использования эффективных алгоритмов квазикогерентного приема и опти мальных соотношений информационного и пилот-компонентов сигнала. Вы полнено сравнение эффективности использования различных типов пилот сигнала. Найдена оптимальная временная структура прерывистого пилот сигнала. Показано, что временные структуры пилот-сигнала, предлагаемые в некоторых стандартах, при высокочастотных замираниях являются неопти мальными.

Рассмотрены алгоритмы некогерентного и когерентного приема сигналов гибридной модуляции с дополнительным кодом (CCK – Complementary Code Keying). Получены аналитические выражения для вероятности битовой ошибки этих алгоритмов, которые подтверждены результатами статистического ком пьютерного моделирования. Выполнено сравнение помехоустойчивости CCK модуляции с составляющими ее видами модуляции, а также сравнение коге рентной ССК модуляции (объединение K-позиционной абсолютной фазовой модуляции и M-позиционной ортогональной модуляции) с традиционной неко герентной ССК модуляцией.

Во второй главе рассмотрено влияние неразрешаемой многолучевости на работу стандартного приемника. Найден энергетический проигрыш, обу словленный приемом одним однолучевым приемником неразрешаемых сигна лов двух лучей. Описан механизм снижения помехоустойчивости приема при наличии замираний сигналов лучей.

Представлена общая схема обработки сигнала, включающая периодиче ски повторяющиеся процедуры поиска многолучевых компонент сигнала и уточнения их числа и временных позиций. Приведено правило определения временных позиций, подлежащих исследованию на каждом шаге слежения, с учетом ограничения на число имеющихся корреляторов.

Синтезирован алгоритм оценки числа p и временных позиций 1,... p компонентов многолучевого сигнала ( p, i, i 1, p) arg max X c T B 1 X c X s T B 1 X s pH, (2) где X c, X s – векторы корреляционных откликов синфазного и квадратурного компонентов сигналов лучей, B – корреляционная матрица, элементы которой определяются автокорреляционными свойствами ПСП и ограничивающим по лосу сигнала фильтром. Они приближенно равны Bin ( i, n ) sinc ( i n ) Tc, Tc – длительность элемента ПСП, H – порог, препятствующий принятию завышенных решений о числе лучей и пропорцио 2 нальный величине max[ X c ( ) X s ( )]. Предложена быстродействующая процедура реализации алгоритма (2), идея которой заключается в отбраковке заведомо неперспективных наборов временных позиций априорной области, а также в существенном сокращении числа наборов, для которых рассчитывается решающая функция. В совокупности это приводит к значительному уменьше нию вычислительной сложности алгоритма. На ее основе разработан алгоритм слежения за многолучевым сигналом системы связи с кодовым разделением каналов, особенностью которого является уточнение в процессе слежения не только временных позиций компонентов, но также и их числа.

Синтезирован алгоритм максимального правдоподобия оценки канала, учитывающий возможность расположения соседних однолучевых приемников данных менее, чем через 1 чип (элемент ПСП), и компенсирующий взаимовлияние сигналов разных лучей друг на друга A c B 1X c T, A s B 1 X s T, (3) T – длительность шага слежения.

Методом компью- 0, Идеальный терного моделирования Предлагаемый для различных типовых 0,16 Альтернативный многолучевых каналов выполнен анализ разра- 0, ботанных алгоритмов BER слежения и демодуляции. 0, Произведено сравнение их характеристик с ха- 0, рактеристиками извест ных альтернативных ал- 0 1 2 3 4 5 6 7 горитмов. Исследовано Отношение сигнал-шум, дБ влияние частоты дискре тизации входного сигнала Рис. 2. Зависимость битовой ошибки и числа выделенных од- от отношения сигнал-шум нолучевых приемников на характеристики алгоритмов.

На рис. 2 приведен пример зависимости вероятности битовой ошибки от отношения сигнал-шум на бит разработанного алгоритма для канала с неразре шаемой многолучевостью. Здесь же для сравнения представлены характеристи ки идеального алгоритма, имеющего информацию о числе и временном поло жении сигналов лучей, а также одного из известных альтернативных алгорит мов, для которого каждый найденный компонент многолучевого сигнала от слеживается независимо от остальных отдельной системой слежения.

В третьей главе рассмотрены методы оценки канала в OFDM и MIMO OFDM системах, основанные на двумерной либо последовательной раздельной интерполяции в частотной и временной областях и использующие различные алгоритмы: максимального правдоподобия, байесовский, полиномиальной ин терполяции. Методом компьютерного моделирования выполнен сравнительный анализ их помехоустойчивости для различных каналов распространения. Пока зано, что для MIMO-OFDM систем, функционирующих в быстро меняющихся каналах с длинным импульсным откликом, высокая точность оценки канала требует использования статистики канала (доплеровской частоты и профиля многолучевости канала распространения).

Разработан оригинальный алгоритм оценки канала для MIMO-OFDM сис тем, в частности систем WiMax. Алгоритм включает оценку частоты Доплера, оценку профиля многолучевости и раздельную байесовскую интерполяцию в частотной и временной областях, выполняемую по пилот-символам OFDM сиг нала.

Профиль многолучево сти определяется в соответ ствии с оценкой автокова риационной функции канала (в частотном направлении), с которой он однозначно связан преобразованием Фурье. В соответствии с пи лот-структурой системы WiMax отсчеты автокова риационной функции в час тотном направлении могут быть непосредственно по Рис. 3. Зависимость вероятности пакетной лучены не для каждого зна ошибки от отношения сигнал-шум, чения аргумента. Недоступ V=250 км/ч, антенная конфигурация ные отсчеты вычисляются посредством кубической интерполяции. Кроме того, для уменьшения искажений, обусловленных неполнотой вектора отсчетов автокова риационной функции из-за защитного частотного ин тервала на краях полосы сигнала, перед ДПФ выпол няется коррекция вектора отсчетов автоковариацион ной функции с помощью ве сового окна. После ДПФ Рис. 4. Зависимость вероятности пакетной выполняется пороговая про- ошибки от отношения сигнал-шум, цедура, заключающаяся в антенная конфигурация отбрасывании малых ком понентов профиля, обусловленных шумовой составляющей.

Сигналы всех каналов распространения в MIMO системе (каждой пары пе редающей и приемной антенн) проходят одни и те же переотражатели, так что профиль многолучевости для всех каналов одинаковый. Эта особенность MIMO систем используется для повышения качества оценки профиля многолучевости.

В алгоритме изменен традиционный порядок интерполяции, т. е. сначала производится интерполяция во временной области, а затем в частотной. С уче том особенности пилот-структуры это позволяет получить вдвое больше опор ных тонов для частотной интерполяции и существенно улучшить ее качество, особенно для каналов с длинным импульсным откликом.

Методом компьютерного моделирования выполнен анализ представленно го алгоритма оценки канала для различных антенных конфигураций и различ ных каналов распространения. Установлено, что точность оценки частоты Доп лера не является критической и имеющая место ошибка 57% не препятствует хорошей интерполяции во временной области. Ошибки оценки профиля много лучевости, напротив, оказывают существенное влияние на точность интерполя ции в частотной области и оценки канала в целом. Произведено сравнение ха рактеристик разработанного алгоритма с байесовским алгоритмом при тради ционном порядке интерполяции и известной статистике канала, а также со слу чаем известного канала, соответствующим потенциально достижимой помехо устойчивости. На рис. 3 представлен пример сравнительных характеристик для системы WiMax. Исследована устойчивость характеристик алгоритма к увели чению скорости движения абонента (пример на рис. 4).

Для MIMO-OFDM систем предложена новая пилот-структура, имеющая эквидистантно расположенные пилот-символы в частотной и временной облас тях. Это позволяет увеличить точность оценки профиля многолучевости. Вы полнен сравнительный анализ оценки канала для разных пилот-структур. Опре делены каналы, в которых предложенная пилот-структура обеспечивает выиг рыш в характеристиках.

Предложен адаптивный алгоритм оценки канала для MIMO-OFDM сис тем, основанный на последовательной раздельной интерполяции в частотной и временной областях. Порядок интерполяции выбирается в зависимости от ско рости изменения канала в частотной и временной областях в соответствии с ус ловием FDTOFDM d f q, (4) где d – расстояние (в символах) между соседними пилот-символами одной поднесущей OFDM сигнала, q – расстояние (в тонах) между соседними пилот тонами одного OFDM символа, FD – оценка частоты Доплера, – оценка дли ны импульсного отклика канала, f – разность частот соседних поднесущих, TOFDM – длительность OFDM символа. Адаптивный выбор порядка интерполя ции позволяет улучшить точность оценивания при высокой скорости движения абонента или для каналов с длинным импульсным откликом. Выполнен сравни тельный анализ этого алгоритма и альтернативных алгоритмов оценки канала с фиксированным порядком интерполяции.

Для повышения спектральной эффективности OFDM систем разработан алгоритм адаптации длины защитного интервала и пилот-структуры к каналь ным условиям. Алгоритм основан на оценке скорости изменения канала во временной и в частотной областях. Найден выигрыш от использования алго ритма по сравнению с фиксированно устанавливаемыми параметрами.

Этот выигрыш растет с увеличе- нием области возможных для OFDM системы значений длины с адаптацией 1, канала и частоты Доплера и мо- без адаптации W,,бит/с/Гц 1, жет достигать 50%. Рис. 5 иллю стрирует этот выигрыш при усе 0, ченно экспоненциальном рас пределении величин FD и. 0, Фиксированные параметры сиг нала (кривая «без адаптации») соответствовали максимальным 0 5 10 15 20 (max) (max) Отношение сигнал-шум, дБ величинам, FD. Опре делен необходимый для реали- Рис. 5. Зависимость спектральной эффек зации алгоритма объем служеб- тивности системы от отношения сигнал шум ной информации в сообщении об используемом наборе параметров.

В четвертой главе предложен интерполяционный алгоритм оценки час тотного сдвига радиосигнала Q ( Fm1 ) Q ( Fm1 ) F Fm, (5) 2 2Q ( Fm ) Q ( Fm1 ) Q ( Fm1 ) где Q ( Fi ) – дискретный логарифм функционала отношения правдоподобия, максимизированного по амплитуде и начальной фазе сигнала, Fm – положение максимума этого функционала. Показано, что при сложности, аналогичной многоканальному алгоритму оценки частоты, интерполяционный алгоритм обеспечивает помехоустойчивость, близкую к помехоустойчивости алгоритма максимального правдоподобия (рис.6).

Выполнен сравнитель ный анализ помехоустойчи ИА, z= вости (рис. 7) и сложности ИА, z= реализации различных алго ритмов оценки частоты ра- ИА, z= диосигнала: алгоритма мак- hi симального правдоподобия, многоканального (МК), ин терполяционного (ИА) и фа зоразностного алгоритмов (ФРА). Получены их харак- 1 3 5 теристики с учетом аномаль- M ных ошибок, которые под тверждены результатами Рис. 6. Отношение hi безусловных рассеяний компьютерного моделирова- оценки интерполяционного алгоритма и ния. алгоритма максимального правдоподобия Произведена оптими- в зависимости от числа частотных каналов M на интервале корреляции зация параметров алгорит мов. Сформулированы выво ды о выборе алгоритма 10 МК, M= оценки при проектировании ИА, M= системы синхронизации в ФРА зависимости от требований к точности и сложности реали- hi зации алгоритма.

Исследовано влияние длительности Tког когерент ного накопления на точность оценки частоты принимае- 3 9 15 z 21 27 мого сигнала в условиях его замираний. Найдена его оп Рис. 7. Проигрыш hi по безусловному рассея тимальная нормированная нию различных методов оценки частоты сигна величина Tког FD 0,33. Оп ла алгоритму максимального правдоподобия в ределены потери помехо- зависимости от отношения сигнал-шум устойчивости из-за неточной установки длительности когерентного накопления.

Разработан простой и эффективный двухэтапный способ начальной час тотно-временной синхронизации, использующий сигнал преамбулы. Структура преамбулы предложена в виде двух частей, состоящих соответственно из не скольких коротких и нескольких длинных кодовых последовательностей. Ис пользование на первом этапе коротких последовательностей делает допусти мыми большие частотные расстройки. Длинные последовательности на втором этапе обеспечивают высокую точность окончательной оценки временного по ложения и частотной расстройки сигнала. Продемонстрирована высокая поме хоустойчивость алгоритма при низких отношениях сигнал-шум, как в отсутст вии, так и при наличии помех.

Предложен простой интерпо ляционный алгоритм оценки вре мени прихода радиосигнала. Полу чены аналитические выражения для его характеристик, которые подтверждены результатами ком пьютерного моделирования. Пока зано, что при относительно не большом числе дискретов выход ного сигнала на интервале корре ляции (34) обеспечивается точ ность оценивания, близкая к по- Рис. 8. Зависимость дисперсии оценки тенциально достижимой.

параметра от отношения сигнал-шум при Рассмотрен класс квазиопти n 2, 1 – верхнее приближение, 2 – мальных оценок параметра по мак нижнее приближение, 3 – расчет в соот симуму нерегулярного выходного ветствии с (6), маркер – моделирование сигнала приемника M (l ) z S (l, l0 ) N (l ), когда его детерминированная составляющая диффе ренцируема, N (l1 ) N (l2 ) 1 l1 l2 o(l1 l2 ), n S (l, l0 ) 1 l l0 o (l l0 ) n, n 2.

Получено асимптотически точное выражение для дисперсии надежной оценки D Cn ( z ) 2 n1, (6) которое подтверждено результатами компьютерного моделирования (рис. 8)..

Для наиболее часто встречающегося случая n 2 C2 0,42. На конкретных примерах исследована область применимости найденной характеристики.

Рассмотрен алгоритм оценки частотного сдвига радиосигнала, исполь зующий опорный сигнал с линейной частотной модуляцией. В соответствии с, (6 найдено асимптотически точное выражение для дисперсии оценки, которое подтверждено результатами компьютерного моделирования. Выполнена опти мизация параметра алгоритма – времени когерентного накопления. Показано, что оптимизация по максимуму отношения сигнал-шум является некорректной.

В пятой главе для одночастотных систем с M передающими и N при емными антеннами по критерию минимума среднего квадрата ошибки синтези рован эквалайзер, минимизирующий искажения сигнала, обусловленные мно голучевостью канала распространения. Для случая нескольких передающих ан тенн ( M 1) эквалайзер выполняет также функции MIMO демодулятора, по давляя помехи других антенн. Представлена реализация эквалайзера во вре менной и в частотной областях.

Для частотного эквалайзера отсчеты входного сигнала каждой приемной антенны группируются в блоки по PI ( P – число чипов в блоке, I – число от счетов входного сигнала на чип), которые подвергаются процедуре быстрого преобразования Фурье (БПФ). Для каждого из M переданных потоков полу ченные частотные компоненты взвешиваются в соответствии с весами эквалай зера и суммируются по всем приемным антеннам. Затем выполняется процеду ра ОБПФ потока. В результате на выходе эквалайзера для всех M переданных потоков формируются оценки переданных значений чипов многокодового сиг нала, которые поступают на соответствующие блоки канальных корреляторов, где формируются оценки символов потоков данных.

Весовые коэффициен- QPSK, K=5, N=4, Rake 16QAM, K=8, N=2, Rake ты частотного эквалайзера QPSK, K=5, N=4, ВЭ 16QAM, K=8, N=2, ВЭ определяются характеристи- QPSK, K=5, N=4, ЧЭ ками канала и выбираются 0, таким образом, чтобы мини мизировать среднеквадрати BER 0, ческую ошибку оценки чи пов. При этом учитываются 0, статистические свойства как шумовой составляющей сиг 0, нала, так и передаваемых -3 0 3 6 9 12 данных.

SNR, дБ В предлагаемом час тотном эквалайзере исполь Рис. 9. Зависимость вероятности битовой зованы свойства реально ис пользуемых фильтров, огра- ошибки от отношения сигнал-шум при исполь ничивающих спектр полезно- зовании временного эквалайзера (ВЭ), частот ного эквалайзера (ЧЭ) и Rake приемника го сигнала, что позволило пренебречь корреляцией спектральных компонент в случае I 1. За счет этого существенно уменьшена вычислительная сложность расчета весовых коэффициентов по сравнению с из вестными частотными эквалайзерами.

Весовой коэффициент m -го потока i -й приемной антенны для k -го спектрального компонента обозначим Wk(i,m ), k 0, PI 1, i 1, N, m 1, M.

m -го Тогда вектор весовых коэффициентов передаваемого потока, T Wk( m) Wk(1,m ),...,Wk( N,m ) определяется выражением M 2 H Wk( m ) E b(k j ) b (k j ) I b(km ), (7) j T Gk* H *(1,m ),, Gk H *(kN,m ), Gk, k 0, PI 1 – компоненты пе ( m) * где b k k редаточной функции фильтра, ограничивающего спектр сигнала, H, ( i,m ) k 0, PI 1 – компоненты частотного отклика канала m -й пере k дающей и i -й приемной антенн, E – единичная матрица Методом компьютерного моделирования для различных каналов выпол нен анализ эквалайзера. На примере системы HSDPA показано, что применение предложенного эквалайзера позволяет существенно улучшить характеристики приема по сравнению с традиционным Rake приемником (рис. 9). При этом вы игрыш возрастает с увеличением скорости передачи данных.

Выполнено сравнение помехоустойчивости и вычислительной сложности временного и частотного эквалайзеров. Показано, что для частотного эквалай зера определение весовых коэффициентов требует относительно несуществен ных производительных затрат даже при высоких скоростях движения абонента.

В шестой главе разработан простой устойчивый алгоритм формирования ДН ААР в обратном канале базовой станции системы cdma2000, в которой при сутствуют мощные пространственно сосредоточенные помехи, обусловленные высокоскоростными пользователями.

Алгоритм заключается в максимизации решающей функции Z ( wR ) wR H r * r T wR wR H K wR (8) T в пространстве весовых коэффициентов ААР wR wR1,..., wR N посредст вом одной из итеративных процедур, N – число элементов ААР. В (8) r [r1,..., rN ]T – вектор комплексных корреляционных откликов пилот-сигнала J H x(t )x (ti ) E – оценка корреляционной матрицы элементов ААР, K i i входного сигнала на различных элементах ААР с незначительно увеличенными диагональными элементами, что необходимо для исключения сингулярности решающей функции в отсутствии шума и помех, – некоторая малая величи на, J – число отсчетов квазистационарного интервала входного сигнала, T x i x1 (ti ),..., xN (ti ) – вектор входного сигнала на элементах ААР.

Приведено доказательство одномодальности решающей функции (8).

Методом компьютерного моделирования выполнен сравнительный ана лиз разработанного и нескольких известных альтернативных алгоритмов функ ционирования ААР в обратном канале для различных помехо-сигнальных кон фигураций. Пример характеристик для одной из них представлен на рис. 10.

Показано, что выигрыш от использования разработанного алгоритма зависит от числа и положения высокоскоростных помех.

Выполнено сравнение различных методов адаптации весовых коэффици ентов элементов антенной решетки. В среднем все рассмотренные итеративные процедуры (симплексный метод, метод покоординатного спуска, градиентный метод и метод наискорейшего спуска) обеспечивают примерно одинаковые ха рактеристики.

Разработан алгоритм форми- рования ДН ААР в прямом канале, основанный на эвристической оценке направления прихода сиг нала абонентской станции и эф BER 0, фективно функционирующий в присутствии мощных пространст- Предлагаемый венно сосредоточенных помех при Сканирующий относительно небольших величи- MRС 0, нах угловой области сигнала, не -13 -11 -9 -7 -5 - превышающих 30. Оценка сред- SNR,дБ него угла прихода сигнала мо Рис. 10. Зависимость вероятности бито бильной станции определяется как вой ошибки от отношения сигнал/шум, arg max Z (i ) 1 F (i ), (9) где Z ( i ) – нормированный усредненный модуль сигнала на выходе ААР, F ( i ) – нормированная диаграмма направленности ААР в обратном канале, 1 0.4 – оптимизированное в процессе моделирования значение весового ко эффициента. Благодаря второму слагаемому в (9) осуществляется подавление помех.

Для представленного алгоритма формирования ДН ААР в прямом канале рассчитаны энергетические потери и вероятность грубой ошибки из-за неточ ности в оценке направления для большого числа помехо-сигнальных конфигу раций. Выполнено сравнение характеристик разработанного и известных аль тернативных алгоритмов формирования ДН.

Разработан эвристический алгоритм оценки угла прихода и угловой об ласти сигнала абонентской станции, основанный на формировании и анализе гистограммы «коротких» оценок угла прихода, аналогичных (9). Показана эф фективность алгоритма при произвольных (в том числе больших) значениях уг ловой области как в отсутствии, так и при наличии мощных помех.

На основе оценок угла прихода и угловой области сигнала абонентской станции разработан алгоритм формирования диаграммы направленности ААР в прямом канале, обеспечивающий максимальную помехоустойчивость приема, когда в системе имеется только общий пилот-сигнал. Алгоритм заключается в том, что фазовые коэффициенты элементов линейной эквидистантной ААР оп ределяются оценкой угла прихода n 2 d n k cos( ), n 1, N, а wk C, wi C, i 1, N, i k, где амплитудные коэффициенты равны C – нормировочный коэффициент, 1 0 – параметр ДН, регулирую щий ее ширину и зависящий от оценки угловой области сигнала, k – номер элемента, с которого осуществляется передача общего пилот-сигнала. Пример ДН приведен на рис. 11.

Увеличение приводит к относительному сужению главного лепестка диаграммы направленности при передаче информационного сигнала и к увеличению мощности сигна ла, принимаемого абонентской станцией. Однако вследствие различного способа передачи информационного и пилот сигнала ухудшается фазовая Рис. 11. Диаграмма направленности прямого когерентность между инфор- мационным и пилот-сигналом канала, 88,13, 73,75, 0, на абонентской станции. Па раметр выбирается из условия, чтобы средняя мощность некогерентного слагаемого информационной части сигнала была существенно меньше средней мощности когерентного слагаемого.

Установлена устойчивость разработанного алгоритма к ошибкам в оценке угла прихода и угловой области. Показано, что за счет гибкого регулирования ширины диаграммы направленности представленный алгоритм в общем случае обеспечивает существенный выигрыш по сравнению с альтернативными спосо бами передачи ( 0 – идеальная когерентность, 1 – максимально узкая ДН).

В седьмой главе изложены особенности физического уровня и уровня доступа сети Wi-Fi. Основными параметрами уровня доступа являются ско рость V передачи данных на физическом уровне (возможны 4 значения скоро сти 1 Мбит/с;

2 Мбит/с;

5,5 Мбит/с;

11 Мбит/с), порог фрагментации, опреде ляющий размер L (бит) передаваемых пакетов, и порог предварительного ре зервирования канала, определяющий условие использования этой процедуры.

Станции сети работают в одном частотном канале. Если две или более станций начинают передачу одновременно, имеет место коллизия. В этом слу чае резко возрастает вероятность ошибочного приема переданных пакетов вви ду мешающего влияния сигналов других станций, попавших в коллизию.

Получены фундаментальные характеристики механизма доступа системы Wi-Fi по стандарту IEEE 802.11b, необходимые для расчета сетевых характери стик. Показано, что по измеренной нагрузке в системе (отношению числа мо ментов времени, в которые начиналась передача пакетов в сети, ко всем потен циальным моментам начала передачи) на основании полученных зависимостей может быть оценено число активных станций и вероятность коллизий в систе ме.

Передача данных сопровождается передачей заголовков разных уровней, контрольной суммы, преамбулы для синхронизации, а также служебными со общениями и системными паузами. Все эти интервалы времени, когда не про исходит непосредственно передача данных (назовем их сопутствующими рас ходами), уменьшают скорость передачи данных и пропускную способ ность сети.

Получены аналитические выражения для пропускной способности от дельной станции и сети в целом, учитывающие сопутствующие расходы, шумы в канале и коллизии в системе. В частности, для случая, когда процедура пред варительного резервирования канала не используется, пропускная способность сети равна b PN V (1 z,V ) 1 V,N L Wz,N,V,L, (10) L J N (1 PN ) где z,V – вероятность битовой ошибки, PN – средняя вероятность коллизий отдельной станции, J N – среднее число передаваемых в сети пакетов в случае коллизии, bV,N – отношение сопутствующих временных расходов к времени, необходимому для передачи одного бита данных на скорости V.

Найдены оптимальные значения параметров механизма доступа: скоро сти передачи данных, порога фрагментации и порога предварительного резер вирования канала, выбор которых позволяет для любых значений отношения сигнал-шум и числа активных станций в сети максимизировать пропускную способность отдельной станции и сети в целом.

С увеличением значений скорости передачи данных V и размера пакета L происходит уменьшение относительного вклада сопутствующих расходов. С другой стороны, растет вероятность ошибочного приема пакета из-за шума в канале. Оптимальные значения V и L представляют собой компромисс между этими двумя факторами. Оптимум порога предварительного резервирования канала обусловлен компромиссом между относительным выигрышем за счет бесколлизионной передачи пакета при использовании процедуры предвари тельного резервирования канала и относительным проигрышем в сопутствую щих расходах в этом случае. Показано, что неоптимальный выбор параметров может приводить к существенному уменьшению пропускной способности.

Рассчитаны характери стики сети и отдельной стан- ции в зависимости от отно- шения сигнал-шум и числа z= Мбит/с активных станций сети. На z= W, z= рис. 12, рис. 13 представлены кривые пропускной способ ности сети и ее отдельной станции при оптимально вы бранных параметрах меха низма доступа при размере 1 11 21 31 41 51 исходных пакетов 2304 байт. N По оценкам отношения сигнал-шум, числа активных Рис. 12. Пропускная способность сети в зави станций и вероятности колли- симости от числа активных станций в системе зий в системе предложено динамично адаптировать па- раметры механизма доступа 7 z= сети к условиям функциони- z= Мбит/с рования и достигать наилуч- z= W, ших характеристик сети и от- дельных ее станций. 1 6 11 16 N Рис. 13. Пропускная способность отдельной станции сети в зависимости от числа активных станций в системе В заключении подведены итоги диссертации в целом.

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ И ВЫВОДЫ РАБОТЫ.

1. Разработаны различные по сложности реализации и помехоустойчивости ал горитмы квазикогерентного приема сигнала в системах связи с кодовым раз делением каналов при прерывистом и непрерывном типах пилот-сигнала.

Алгоритмы используют для оценки канала как пилотные, так и информаци онные символы и способны эффективно функционировать в неблагоприят ных условиях быстрых замираний (при скорости подвижного абонента до 500 км/ч при частоте несущей 2 ГГц), когда известные алгоритмы функцио нируют неудовлетворительно. Найдены оптимальные энергетические отно шения информационной и пилот-компонент сигнала. Показано, что отноше ния, рекомендуемые в существующих стандартах, являются существенно за ниженными. Использование эффективных алгоритмов квазикогерентного приема позволяет перераспределить мощность от пилот-компонента к ин формационному компоненту сигнала, обеспечивая увеличение до 15% спек тральной эффективности системы радиосвязи.

2. Разработаны алгоритмы демодуляции и слежения за многолучевым сигна лом системы связи с кодовым разделением каналов, эффективные при лю бом характере многолучевости, в том числе неразрешаемой. Отличительной особенностью алгоритма слежения является уточнение в процессе слежения не только временных позиций сигналов лучей, но также и их числа. Алго ритм приема многолучевого сигнала допускает возможность расположения соседних однолучевых приемников данных менее, чем через 1 чип (элемент ПСП), и при оценке комплексной амплитуды компенсирует взаимовлияние сигналов разных лучей друг на друга. В неблагоприятных каналах с нераз решаемой многолучевостью разработанный алгоритм обеспечивает выиг рыш 1.52 дБ по сравнению с известными алгоритмами. Установлено, что алгоритм не требует большого ресурса корреляторов и не является критичным к частоте отсчетов входного сигнала, что существенно упрощает его реализацию.

3. Качественная оценка и использование статистики канала (частоты Доплера и профиля многолучевости) является необходимым условием высокоточной оценки канала для MIMO-OFDM систем, функционирующих в каналах с длинным импульсным откликом и при высокой скорости движения абонен та. Разработан оригинальный алгоритм оценки канала для таких систем, ко торый для уменьшения вычислительной сложности использует последова тельную раздельную байесовскую интерполяцию в частотной и временной областях, а также включает оценку частоты Доплера и профиля многолуче вости. Только его характеристики остаются приемлемыми при скорости або нента до 500 км/ч при частоте несущей 2 ГГц и при интервале многолучево сти до 4 мкс при полосе сигнала 20 МГц. Предложен алгоритм оценки кана ла для MIMO-OFDM систем, адаптивный к порядку интерполяции в частот ной и временной областях в зависимости от скорости изменения канала в этих областях, который может обеспечить выигрыш в помехоустойчивости до 34 дБ по сравнению с алгоритмами оценки канала с фиксированным по рядком интерполяции.

4. Разработан алгоритм адаптации длины защитного интервала и пилот структуры OFDM сигнала к условиям функционирования, основанный на оценке скорости изменения канала во временной и в частотной областях и позволяющий существенно повысить спектральную эффективность OFDM системы по сравнению с фиксированно устанавливаемыми параметрами.

Повышение спектральной эффективности может достигать 50% при несуще ственном увеличении объема служебной информации.

5. Выполнен сравнительный анализ помехоустойчивости и сложности реализа ции различных алгоритмов оценки частоты радиосигнала. Получены их ха рактеристики с учетом аномальных ошибок, которые подтверждены резуль татами компьютерного моделирования. Предложен интерполяционный ал горитм оценки частотного сдвига. Показано, что при сложности, аналогич ной многоканальному алгоритму оценки частоты, интерполяционный алго ритм обеспечивает помехоустойчивость, близкую к помехоустойчивости ал горитма максимального правдоподобия. Произведена оптимизация парамет ров алгоритмов. Выполненный анализ позволяет обоснованно выбрать алго ритм оценки и спроектировать систему синхронизации в зависимости от требований к точности и сложности реализации алгоритма. Если приоритет ным является уменьшение сложности реализации и имеется возможность использования интервала анализа достаточной длительности, целесообразно использовать фазоразностный алгоритм. В этом случае необходимая точ ность оценки будет достигнута при минимальных затратах на реализацию.

Если необходимо максимально сократить время оценки частотного сдвига и главным является помехоустойчивость, целесообразно использовать интер поляционный алгоритм. В этом случае будет достигнута точность, усту пающая потенциально достижимой не более 23%. Показано, что интерпо ляционный алгоритм может быть эффективно использован и для высокоточ ной оценки временного положения сигнала.

6. Выполнен анализ квазиоптимальной оценки параметра по максимуму нере гулярного выходного сигнала приемника, когда его детерминированная со ставляющая дифференцируема. Получено асимптотически точное выраже ние для дисперсии надежной оценки, которое подтверждено результатами компьютерного моделирования. На конкретных примерах исследована об ласть применимости найденной характеристики. Полученный аналитиче ский результат может быть использован для анализа большого числа задач квазиоптимальной обработки разрывных сигналов рассмотренного класса.

7. Для одночастотных многоантенных систем по критерию минимума среднего квадрата ошибки синтезирован эквалайзер, который минимизирует искаже ния сигнала, обусловленные многолучевостью канала распространения, а также помехами других антенн. Представлена реализация эквалайзера во временной и в частотной областях. На примере системы HSDPA показано, что использование предложенного эквалайзера делает возможным эффек тивный прием при использовании сложных видов модуляции (16-QAM, 64 QAM) и при большом количестве параллельно передаваемых с каждой ан тенны потоков данных (8 и более), когда традиционный Rake приемник яв ляется неработоспособным. В предлагаемом частотном эквалайзере сущест венно уменьшена вычислительная сложность расчета весовых коэффициен тов по сравнению с известными аналогами. Совместное применение в одно частотных системах многокодовых сигналов, технологии MIMO и эквалай зера является перспективным способом достижения высокой скорости пере дачи данных в нестационарных многолучевых каналах распространения.

8. Разработаны простые оригинальные алгоритмы формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки базовой станции сотовой системы связи в обратном и прямом каналах. Алгоритмы эффективно функ ционируют при наличии и в отсутствии мощных пространственно сосредо точенных помех (обусловленных высокоскоростными пользователями), при произвольных величинах угловой области сигнала абонента, при наличии или в отсутствии в системе индивидуального пилот-сигнала каждому або ненту. В последнем случае возможно использование мобильных терминалов предыдущих поколений, поддерживающих прием только общего пилот сигнала. Анализ алгоритмов функционирования ААР показал, что предла гаемые алгоритмы практически всегда обеспечивают выигрыш в характери стиках по сравнению с известными альтернативными алгоритмами, и функ ционируют удовлетворительно в тех неблагоприятных помехово-сигнальных конфигурациях, где альтернативные алгоритмы становятся вовсе неработо способными.

9. Найдены фундаментальные характеристики механизма доступа системы Wi Fi по стандарту IEEE 802.11b. Получены аналитические выражения для про пускной способности отдельной станции и сети в целом, учитывающие со путствующие расходы, шумы в канале и коллизии в системе. Определены оптимальные значения параметров механизма доступа: скорости передачи данных, порога фрагментации и порога предварительного резервирования канала, что позволяет динамично адаптировать параметры механизма досту па к условиям функционирования и достигать наилучших характеристик се ти и отдельных ее станций. Показано, что неоптимальный выбор параметров может приводить к существенному уменьшению пропускной способности.

Таким образом, на основе проведенных исследований разработаны положения, совокупность которых, по мнению автора, можно квалифи цировать как новое крупное научное достижение в области развития и совершенствования телекоммуникационных систем.

Основные результаты диссертации опубликованы в следующих ра ботах:

Публикации в изданиях, рекомендованных ВАК РФ 1. Трифонов А.П. Требования к точности синхронизации при использо вании время-импульсной модуляции сигналов с несинусоидальной несущей / А.П. Трифонов, В.Б. Манелис, Е.П. Нечаев // Изв. вузов. Радиоэлектроника. – 1985. – Т.28. № 1.– С.39-43.

2. Трифонов А.П. Оценка координат сложного объекта по его изображе нию / А.П. Трифонов, В.Б. Манелис // Радиотехника. – 1985. – № 10. – С. 12-15.

3. Трифонов А.П. Предельная точность оценки координат сложного дис кретного источника случайного сигнала / А.П. Трифонов, В.Б. Манелис // Изв.

вузов. Радиоэлектроника. – 1986. – Т.29. № 8. – С. 36-40.

4. Трифонов А.П. Квазиоптимальная оценка параметров сложного объек та по его изображению / А.П. Трифонов, В.Б. Манелис // Радиотехника. – 1987.

– № 1. – С. 51-54.

5. Манелис В.Б. Оценка положения сложного оптического изображения на фоне пространственных шумов / В.Б. Манелис, А.П. Трифонов // Автомет рия. – 1987. – № 3. – С. 13-18.

6. Трифонов А.П. Эффективность двух алгоритмов оценки координат сложного дискретного источника случайного сигнала / А.П. Трифонов, В.Б.

Манелис // Изв. вузов. Радиоэлектроника. – 1987.– Т. 30. № 4. – C. 44-48.

7. Манелис В.Б. Оценка неизвестных параметров сложного дискретного источника при наличии фазовых искажений / В.Б. Манелис // Изв. вузов. Ра диоэлектроника. – 1992. – Т. 35. – № 2. – С. 4-10.

8. Манелис В.Б. Анализ оценки пространственных параметров сложного объекта по его изображению с учетом аномальных ошибок / В.Б. Манелис // Ра диотехника. – 1993. – № 5-6. – С. 34-38.

9. Манелис В.Б. Обнаружение сложного сигнала с неизвестными пара метрами на фоне белого гауссовского шума и узкополосной помехи / В.Б. Ма нелис // Радиотехника. – 1993. – № 10-12. – С. 37-41.

10. Манелис В.Б. Оценка отношения сигнал-шум / В.Б. Манелис, А.И.

Сергиенко // Изв. вузов. Радиоэлектроника. – 2001. – № 2. – С. 22-29.

11. Карпитский Ю.Е. Квазикогерентный прием M-ичных сигналов / Ю.Е.

Карпитский, В.Б. Манелис // Изв. вузов. Радиоэлектроника. – 2001. – № 11. – С. 50-57.

12. Алгоритмы квазикогерентного приема фазоманипулированных сигна лов в канале с быстрым федингом / А.В. Гармонов, Ю.Е. Карпитский, В.Б. Ма нелис и др. // Цифровая обработка сигналов. – № 3. – 2001. – С. 2-8.

13. Каюков И.В. Оптимальное соотношение информационной и пилот компонент радиосигнала в сотовых системах связи / И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Радиотехника. – 2002. – № 1. – С. 108-112.

14. Гармонов А.В. Оптимальный баланс мощности информационных и пилот сигналов в системах связи с кодовым разделением каналов / А.В. Гармо нов, И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Электросвязь. – 2002. – № 2. – С. 32-34.

15. Гармонов А.В. Оптимизация полосы широкополосного сигнала в за груженных диапазонах волн / А.В. Гармонов, В.Б. Манелис // Радиотехника. – 2002. – № 3. – С. 70-74.

16. Каюков И.В. Квазикогерентный прием многолучевого сигнала с пре рывистым пилот-сигналом в мобильных системах связи / И.В. Каюков, В.Б.

Манелис // Цифровая обработка сигналов. – 2003. – № 1. – С. 11-16.

17. Манелис В.Б. Оптимальная длительность когерентного накопления в задаче оценки частоты сигнала / В.Б. Манелис // Изв. вузов. Радиоэлектроника.

– 2003. – № 6. – С. 45-50.

18. Каюков И.В. Квазикогерентный прием многолучевого сигнала при непрерывном пилот-сигнале в мобильных системах радиосвязи / И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Цифровая обработка сигналов. – 2004. – № 4. – С. 2-8.

19. Каюков И.В. Прием сигнала гибридной модуляции с дополнительным кодом / И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Цифровая обработка сигналов. – 2005. – № 1. – С. 9-13.

20. Каюков И.В. Сравнительный анализ различных методов оценки час тоты сигнала / И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Изв. вузов. Радиоэлектроника. – 2006. – № 7. – С. 42-55.

21. Манелис В.Б. Алгоритм оценки частотного сдвига радиосигнала, ис пользующий ЛЧМ опорный сигнал / В.Б. Манелис, А.И. Сергиенко // Изв. ву зов. Радиоэлектроника. – 2007. – № 4. – С. 59-67.

22. Манелис В.Б. Алгоритмы слежения и демодуляции сигнала мобиль ной связи в условиях неразрешаемой многолучевости / В.Б. Манелис // Радио техника. – 2007. – № 4. – С. 16-21.

23. Манелис В.Б. Алгоритмы формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в обратном и прямом каналах сотовой системы связи / В.Б. Манелис, И.В. Каюков // Цифровая обработка сигналов. – 2007. – № 2. – С. 41-45.

24. Манелис В.Б. Формирование диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в прямом канале сотовой системы связи при наличии в сис теме только общего пилот сигнала / В.Б. Манелис // Цифровая обработка сигна лов. – 2007. – № 2. – С. 46-49.

25. Манелис В.Б. Оптимизация параметров механизма доступа сети па кетной передачи данных IEEE 802.11 и ее пропускная способность / В.Б. Мане лис, С.Н. Моисеев // Радиотехника. – 2007. – № 11. – С. 41-47.

26. Анализатор базовых станций GSM сетей на базе панорамного измери тельного приемника Аргамак-ИМ / А.В. Ашихмин, И.В. Каюков, В.А. Козьмин, В. Б. Манелис // Специальная техника. – 2008. – № 1. – С. 31-39.

27. Манелис В.Б. Высокоточная оценка времени прихода радиосигнала / В.Б. Манелис, А.И. Сергиенко // Изв. вузов. Радиоэлектроника. – 2008. – № 2. – С. 64-69.

28. Манелис В.Б. Эквалайзер для MIMO систем радиосвязи, реализован ный в частотной области / В.Б. Манелис, И.В. Каюков // Цифровая обработка сигналов. – 2008. – № 2. – С. 40-44.

29. Манелис В.Б. Линейный эквалайзер в MIMO системах радиосвязи / В.Б. Манелис, И.В. Каюков // Изв. вузов. Радиоэлектроника. – 2008. – № 10. – C. 43-50.

30. Анализатор базовых станций CDMA сетей / А.В. Ашихмин, И.В. Каю ков, В.А. Козьмин, В.Б. Манелис // Специальная техника. – 2008. – № 3-4. – С. 16-26.

31. Манелис В.Б. Идентификация и анализ интерференционных воздейст вий GSM базовых станций / В.Б. Манелис, И.В. Каюков, А.В. Новиков // Изв.

вузов. Радиоэлектроника. – 2009. – № 2. – C. 3-13.

Статьи и материалы конференций 32. Квазикогерентный прием фазоманипулированных сигналов в канале с быстрым федингом / А.В. Гармонов, Ю.Е. Карпитский, В.Б. Манелис и др. // Цифровая обработка сигналов и ее применение: доклады III Междунар. конф. – М., 2000. – Т.3. – С. 123-128.

33. Каюков И.В. Оценка канала распространения в мобильных системах связи / И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Радиолокация, навигация, связь: доклады VII Междунар. науч.-техн. конф. – Воронеж, 2001. – Т. 2. – С. 958-965.

34. Манелис В.Б. Алгоритм регулировки скорости передачи данных в мо бильных системах связи / В.Б. Манелис, И.В. Каюков, Ю.Н. Прибытков // Ра диолокация, навигация, связь: доклады VII Междунар. науч.-техн. конф. – Во ронеж, 2001. – Т. 2. – C. 992-1000.

35. Гармонов А.В. Квазикогерентный прием многолучевого сигнала при прерывистом пилот сигнале / А.В. Гармонов, И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Цифровая обработка сигналов и ее применение: доклады IV Междунар. конф. – М., 2002. – Т. 1. – С. 144-148.

36. Алгоритм оценки направления прихода и угловой области сигнала мобильного источника / И.В. Каюков, В.Б. Манелис, А.И. Сергиенко и др. // Цифровая обработка сигналов и ее применение: доклады V Междунар. конф. – М., 2003. – Т. 1. – С. 214-218.

37. Каюков И.В. Прием сигнала мобильной связи в каналах с неразреши мой многолучевостью / И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Цифровая обработка сиг налов и ее применение: доклады VI Междунар. конф. – М., 2004. – Т. 1. – С. 105-107.

38. Каюков И.В. Алгоритм начальной частотно-временной синхрониза ции систем радиосвязи / И.В. Каюков, В.Б. Манелис, А.И. Сергиенко // Радио локация, навигация, связь: доклады X Междунар. науч.-техн. конф. – Воронеж, 2004. – Т. 2. – С. 918-923.

39. Манелис В.Б. Слежение за сигналом в канале с неразрешаемой много лучевостью / В.Б. Манелис // Радиолокация, навигация, связь: доклады XI Ме ждунар. науч.-техн. конф. – Воронеж, 2005. – Т. 2. – С. 1049-1055.

40. Каюков И.В. Алгоритмы оценки канала в OFDM системах / И.В. Каю ков, В.Б. Манелис // Радиолокация, навигация, связь: доклады XI Междунар.

науч.-техн. конф. – Воронеж, 2005. – Т. 2. – С. 1056-1061.

41. Каюков И.В. Оценка канала в мобильных системах связи OFDM / И.В.

Каюков, В.Б. Манелис // Мобильные системы. – 2005. – № 10. – C. 20-24.

42. Joint fragment size and transmission rate optimization for request-to send/clear-to-send mechanism of IEEE 802.11b Distributed Coordination Function / A.V. Garmonov, A.Y. Savinkov, S.A. Filin, V.B. Manelis et all // Personal, Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC 2005) – IEEE 16th International Symposium, 11-14 Sept. 2005. – Vol. 3. – P. 1453-1457.

43. Joint fragment size, transmission rate, and request-to-send/clear-to-send threshold optimization for IEEE 802.11b distributed coordination function / A.V.

Garmonov, A.Y. Savinkov, S.A. Filin, V.B. Manelis et all // Vehicular Technology Conference, 2005 (VTC 2005-Spring IEEE 61st). – 30 May-1 June 2005. – Vol. 3. – P. 2056- 2060.

44. Kaioukov I.V. Channel Estimation for MIMO-OFDM Systems in Rapid Time-Variant Environments Based On Channel Statistics Estimation / I.V. Kaioukov, V.B. Manelis, J.R. Cleveland // GLOBECOM 2006 (IEEE Global Telecommuni cations Conference). – Nov-Dec., 2006. – P. 2752-2756.

45. Каюков И.В. Интерполяционный алгоритм оценки частоты сигнала / И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Радиолокация, навигация, связь: доклады XII Междунар. науч.-техн. конф. – Воронеж, 2006. – Т. 2. – С. 1015-1021.

46. Каюков И.В. Анализ фазоразностного алгоритма оценки частоты сиг нала / И.В. Каюков, В.Б. Манелис // Радиолокация, навигация, связь: доклады XII Междунар. науч.-техн. конф. – Воронеж, 2006. – Т. 2. – С. 1009-1014.

47. Манелис В.Б. Интерполяционная оценка временного положения ра диосигнала / В.Б. Манелис, А.И. Сергиенко // Радиолокация, навигация, связь:

доклады XIII Междунар. науч.-техн. конф. – Воронеж, 2007. – Т. 2. – С. 1003 1009.



Pages:   || 2 |
 


Похожие работы:





 
2013 www.netess.ru - «Бесплатная библиотека авторефератов кандидатских и докторских диссертаций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.