авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ  БИБЛИОТЕКА

АВТОРЕФЕРАТЫ КАНДИДАТСКИХ, ДОКТОРСКИХ ДИССЕРТАЦИЙ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ

Алгоритмы скалярного управления электромагнитным моментом в асинхронных частотно регулируемых электроприводах

На правах рукописи

Машкин Андрей Валерьевич Алгоритмы скалярного управления электромагнитным моментом в асинхронных частотно регулируемых электроприводах Специальность 05.09.03. – “Электротехнические комплексы и системы”

Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Вологда 2003 2

Работа выполнена на кафедре «Управляющих и вычислительных систем» Вологодского государственного технического университета Научный руководитель - доктор технических наук, профессор В. Л. Грузов Официальные оппоненты - доктор технических наук, профессор В. И. Хрисанов - кандидат технических наук, доцент Н. Ф. Васильев Ведущая организация - научно-производственное предприятие «Новтех», г. Вологда

Защита диссертации состоится «_» _ 2003 г. в _ часов на заседании диссертационного совета Д212.229.20 при Санкт-Петербургском государственном техническом университете по адресу:

Санкт-Петербург, Политехническая ул., д. 29, Главное здание, ауд. 151.

Почтовый адрес: 195251, Санкт-Петербург, Политехническая ул., 29.

С диссертацией можно ознакомиться в фундаментальной библиотеки СПбГТУ.

Автореферат разослан 2003 г.

Ученый секретарь Диссертационного совета Д212.229.20. /А. Д. Курмашев/

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы.

Повышение требований к качеству регулирования скорости исполнительных механизмов, а также тенденция к внедрению энергосберегающих технологий определили направления работ по созданию электроприводов (ЭП), отвечающих повышенным требованиям к качеству регулированию скорости, а также направлениям работ по замене нерегулируемых ЭП на регулируемые.

В нерегулируемых ЭП малой и средней мощности в качестве электромеханического преобразователя энергии в большинстве случаев использовались асинхронные двигатели (АД) с короткозамкнутым ротором, в ЭП большой мощности, как правило, синхронные двигатели. В регулируемом ЭП господствующим электромеханическим преобразователем энергии почти всю вторую половину XX века был двигатель постоянного тока. В связи с развитием силовой электроники и микроэлектроники в последнем десятилетии XX века появилась возможность создания массового частотно-регулируемого ЭП на основе двигателей переменного тока.

Теоретический фундамент и основы построения частотно-регулируемых асинхронных электроприводов были заложены в работах авторов школ автоматизированного электропривода городов: Санкт-Петербурга, Екатеринбурга, Иванова, Москвы, Новосибирска, Чебоксар.

В области создания частотно-регулируемых ЭП прослеживается две тенденции – это абсолютная унификация и абсолютная объектная ориентация. При абсолютной ориентации привязка ЭП осуществляется к конкретному исполнительному механизму, что делает производство ЭП на основе этой модели фактически штучным, а это, естественно, поднимает цену разработки. Направление с абсолютной унификацией представлено частотно регулируемыми ЭП с векторным управлением, что позволяет подключать эти ЭП к любому исполнительному механизму. Однако, в связи со сложностью алгоритма управления и интеллектуальным трудом, затраченным на их разработку, стоимость таких систем весьма велика.

С учетом того, что до 70% рынка регулируемых ЭП составляют ЭП общепромышленных механизмов, где не требуются высокие показатели качества регулирования скорости, в середине 90-х годов была выдвинута концепция объектно ориентированного частотно-регулируемого асинхронного ЭП. В соответствии с этой концепцией выделяются достаточно широкие классы механизмов, для которых создаются ЭП с требуемыми свойствами, а привязка к конкретному оборудованию осуществляется с помощью программ технологической привязки. Управление электромагнитным моментом АД в таких ЭП осуществляется, как правило, на основе скалярных (модульных) алгоритмов.

Стоит отметить, что и в продукции зарубежных фирм прослеживается разделение по выпуску систем с векторным и модульным управлением. Так продукцией фирмы АВВ являются преимущественно ЭП с векторным управлением, Amron – ЭП с модульным управлением. В настоящее время ЭП на основе АД с короткозамкнутым ротором выполняется отечественными и зарубежными производителями по силовой схеме неуправляемый выпрямитель-автономный инвертор-асинхронный двигатель (НВ-АИ-АД).

В 1995-96 годах научно-производственным предприятием «Новтех» совместно с кафедрой электропривода ВоГТУ была выполнена разработка частотно-регулируемых электроприводов для металлорежущих, деревообрабатывающих станков и общепромышленных механизмов, а с 1997 года начато их серийное производство. К году всвязи с новыми возможностями элементной базы была поставлена задача по модернизации алгоритмов управления электроприводами. Опыт эксплуатации промышленных образцов электроприводов определил цели и задачи модернизации:

1) Уменьшить потери энергии в преобразователе.

2) Увеличить коэффициент использования напряжения источника питания преобразователя.

3) Компенсировать качания момента, которые иногда имели место в электроприводах больших габаритов в режиме холостого хода.

Ограничением при выборе алгоритма управления является стоимость изделия. Следует отметить, что исследовательские работы, связанные с устойчивостью работы вентильно электромеханических систем (ВЭМС) с АД были начаты в конце 70-х – начале 80-х годов. В этих работах было показано, что в режиме холостого хода АД обладает наименьшим запасом устойчивости, а также было показано, что ВЭМС, выполненная по схеме управляемый выпрямитель-автономный инвертор-асинхронный двигатель может потерять устойчивость и перейти в автоколебательный режим работы в нижней части диапазона регулирования. В более поздних работах продолжены исследования режима автоколебаний, возникающих в ВЭМС с АД в режиме холостого хода. Однако, экспериментальные исследования, выполненные при наладке промышленных образцов ЭП, не совпадают с выводами о характере качаний скорости и момента, сделанных в ранее выполненных работах.



На основе анализа известных работ в области частотно-регулируемого ЭП, а так же по результатам исследований и разработки объектно-ориентированных электроприводов, выполняемых в ВоГТУ, предварительно можно сделать следующие заключения:

1) Вероятность возникновения качаний не зависит от способа управления электромагнитным моментом, а определяется свойствами энергетической части системы. Однако в электроприводах со скалярным управлением моментом в отличие от векторных систем средства подавления качаний ограничены.

2) Зависимость качаний от алгоритма модуляции напряжений выражена достаточно слабо и неоднозначно. В то же время алгоритм модуляции существенно влияет на энергетические показатели и коэффициент использования напряжения питания преобразователя. При этом модуляция по синусоидальному закону в зависимости от типа механизма и основного режима работы не всегда является приемлемой.

3) Выбор способа управления электромагнитным моментом и алгоритма модуляции являются сложной задачей, для решения которой необходимо отыскание компромисса между большим количеством противоречивых показателей качества ЭП.

4) В настоящее время разработчики при проектировании объектно-ориентированных ЭП не имеют единых обоснованных рекомендаций по выбору структуры и алгоритмов управления, что затрудняет работу по созданию промышленных серий электроприводов на отечественных предприятиях.

Эти обстоятельства и определили цель диссертационной работы – анализ и синтез алгоритмов управления электромагнитными переменными в электроприводах со скалярным регулированием момента и разработку программы, позволяющей путем моделирования оценить качество регулирования скорости в системах со скалярным управлением.

Для достижения этой цели в диссертационной работе решаются следующие задачи:

1) Сформулирован перечень основных показателей качества и принципы отыскания рационального компромисса между этими показателями для различных групп объектно ориентированных электроприводов в зависимости от характеристик механизмов.

2) Выполнен анализ движения пространственного вектора напряжения и особенности энергообмена между компенсирующим конденсатором и фазами АД для различных алгоритмов скалярного управления электромагнитным моментом.

3) Синтезированы спектральные модели автономных инверторов (АИ) при различных алгоритмах модуляции, и на основе их сравнительного анализа определена зависимость установленной мощности двигателя от используемого алгоритма, а так же от частоты модуляции при бестрансформаторном подключении преобразователя к сети.

4) Синтезирована математическая модель ВЭМС и создана программа на основе этой модели, а так же выполнены исследования квазиустановившихся процессов в системе преобразователь частоты – асинхронный двигатель при идеализированных характеристиках ключей инвертора.

5) Выполнены экспериментальные исследования квазиустановившихся процессов в системе НВ-АИ-АД.

6) Выполнен анализ причин качаний в ВЭМС с АД и проанализированы способы их компенсации.

7) В заключении предложены принципы выбора рационального алгоритма и структуры для серий объектно-ориентированных асинхронных ЭП со скалярным управлением.

Методы исследования. Решение поставленных задач было выполнено на основе обобщенных моделей вентильно-электромеханических систем и метода декомпозиции путем моделирования на ЭВМ с последующей экспериментальной проверкой результатов моделирования. При синтезе математических моделей использовался аппарат векторной алгебры, элементы матричного анализа и логических преобразований.





Научная новизна работы состоит в следующем:

1) Получены аналитические выражения для анализа энергетического баланса в ВЭМС НВ-АИН-АД, позволяющие оценить величину подзаряда компенсирующего конденсатора со стороны АИН для различных алгоритмов модуляции.

2) Разработаны спектральные модели ВЭМС на основе АИН при различных алгоритмах модуляции.

3) Предложены способы повышения амплитуды первой гармонической составляющей выходного фазного напряжения.

4) Предложен алгоритм модуляции, позволяющий обеспечить наибольшую амплитуду первой гармонической составляющей выходного фазного напряжения АИН при незначительном увеличении высших гармонических составляющих и минимальном количестве переключений вентилей АИН за период формируемого напряжения.

5) Синтезированы математические модели преобразователя частоты (ПЧ) на основе АИН при различных алгоритмах управления 6) Определена область применения двухфазной модели АД в ВЭМС на основе АИН, применительно к рассматриваемым алгоритмам управления.

7) Разработаны математические модели ВЭМС по системе НВ-АИН-АД с рассматриваемыми алгоритмами управления.

На защиту выносятся:

1) Аналитические выражения для описания энергообмена в ВЭМС НВ-АИН-АД.

2) Спектральные модели ПЧ при алгоритмах модульного управления.

3) Математические модели ВЭМС НВ-АИН-АД при различных алгоритмах модуляции.

4) Алгоритм управления ключами АИН – симплексная линейная модуляция (СЛМ) 5) Способы компенсации качаний в ВЭМС с АД.

6) Принципы выбора рационального алгоритма и структуры объектно ориентированных асинхронных ЭП со скалярным управлением.

Практическая ценность работы состоит в следующем:

1) Разработаны спектральные модели ПЧ при различных алгоритмах скалярного управления.

2) Создано прикладное программное обеспечение, позволяющее моделировать электромагнитные и электромеханические процессы в ВЭМС на основе НВ-АИН-АД при различных алгоритмах модульного управления.

3) Предложены способы компенсации качаний в ВЭМС с НВ-АИН-АД при алгоритмах модульного управления электромагнитным моментом.

4) Разработан алгоритм управления АИН, обеспечивающий максимальную амплитуду первой гармонической составляющей выходного фазного напряжения АИН при незначительном проценте высших гармонических составляющих и минимальных динамических потерях в ключах АИН – симплексная линейная модуляция (СЛМ).

5) Разработаны принципы выбора рационального алгоритма и структуры объектно ориентированных асинхронных ЭП со скалярным управлением электромагнитным моментом.

Внедрение работы. Результаты работы использовались с НПП «Новтех» (г. Вологда) при модернизации алгоритма управления ключами ПЧ серии ЭЧР. Полученные модели ПЧ АД при различных алгоритмах модуляции используются в курсе «Преобразовательная техника».

Апробация работы. Основные положения диссертационной работы были доложены на:

1) международной электронной научно-технической конференции : «Перспективные технологии автоматизации» (г. Вологда, 1999), 2) международных электронных научно-технических конференциях «Управляющие и вычислительные системы. Новые технологии». (г. Вологда 2000, 2001) 3) V и VI международных электронных научно-технических конференциях «Современные проблемы информатизации в технике и технологии». (г. Воронеж 2000, 2001) Публикации. По результатам выполненных исследований опубликовано 12 работ, в том числе 2 статьи в центральном журнале, 1 отчет по НИР.

Структура и объем работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы, включающего 86 наименований, и 6 приложений.

Основная часть работы выполнена на 115 страницах машинописного текста. Работа содержит 40 рисунков и 25 таблиц.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении показана актуальность проводимых исследований, определены цель и задачи работы, сформулированы положения выносимые автором на защиту.

В первой главе рассматриваются вопросы анализа и минимизации числа переключений в вентилях алгоритмов управления ключами АИН. Для оптимизации алгоритмов управления ключами АИ в режиме источника напряжения были выбраны следующие показатели:

1) качество напряжения на фазах двигателя, определяемое степенью приближения к синусоидальной;

2) уровень использования напряжения питания АИН;

3) динамические потери в вентилях инвертора;

4) степень сложности алгоритма управления;

5) уровень возврата реактивной энергии в компенсирующий конденсатор.

Для выполнения количественной оценки заряда компенсирующего конденсатора, на основе анализа диаграмм управляющих импульсов, фазных напряжений на нагрузке, анализа движения эквивалентных векторов напряжения и тока статора, были составлены уравнения энергетического баланса на периодах модуляции Тм. Для алгоритмов с прямоугольной модуляцией (широтно-импульсное регулирование), используемых в высокоскоростных ЭП, для наиболее неблагоприятного режима, каким с точки зрения энергетического баланса является работа на номинальной частоте, получено следующее значение выражения для оценки заряда компенсирующей емкости со стороны АИН:

Q(wst)=-1+0.5cos(s)+0.53sin(s) (1) где ws – синхронная частота 1-ой гармонической фазного напряжения, рад/с;

t – текущее время, с;

s – угол сдвига между 1-ой гармонической фазного напряжения и 1-ой гармонической фазного тока, рад.

При наиболее неблагоприятном режиме, каким с точки зрения энергетического баланса, является работа при холостом ходе АД, подставив значение s=90°, получено значение для увеличения напряжения на конденсаторе:

Uc= Q(wst)Im/C=0.134Im(s-/3)Ts/C (2) где C – емкость компенсирующего конденсатора, Ф;

Im – значение амплитуды 1-ой гармонической фазного тока, А;

Ts – период формируемого напряжения, с.

Для алгоритмов с синусоидальной модуляцией для составления уравнений энергетического баланса множество аргументов угла сдвига между первыми гармоническими составляющими напряжения и тока фазы статора - s и текущей угловой координаты - wst, в результате анализа движения эквивалентных выходных векторов тока и напряжения АИН были разбиты на восемь подмножеств для I сектора (рис. 1):

1) wst(-/6;

0)s(0;

/6);

2) wst(0;

/6)s(0;

/6);

3) wst(-/6;

0)s(/6;

/3)(wst-s)(-/3;

-/6);

4) wst(-/6;

0)s(/6;

/3)(wst-s)(-/6;

0);

5) wst(0;

/6)s(/6;

/3);

6) wst(-/6;

0)s(/3;

/2);

7) wst(0;

/6)s(/3;

/2)wst-s(–/2;

-/6);

8) wst(0;

/6)s(/3;

/2)wst-s(-/3;

-/6).

Для определенных подмножеств для алгоритма двухполярной сплошной синусоидальной модуляции (ДССМ) можно записать следующие уравнения разряда-заряда компенсирующей емкости в относительных единицах (период модуляции Тм*=1 и амплитуда тока фазы равна Im*=1, x=st):

1) W(x,s)=ic(x,s)tv2(x)+ib(x,s)(tv1(x)-tv3(x))-ic(x,s)tv6(x);

2) W(x,s)=ib(x,s)tv1(x)+ic(x,s)(tv2(x)-tv6(x))-ib(x,s)tv3(x);

3) W(x,s)=ic(x,s)tv2(x)- ib(x,s)(tv1(x)-tv3(x))-ic(x,s)tv6(x);

4) W(x,s)=ic(x,s)tv2(x)+ib(x,s)(tv1(x)-tv3(x))-ic(x,s)tv6(x);

5) W(x,s)=ib(x,s)tv1(x)+ic(x,s)(tv2(x)-tv6(x))-ib(x,s)tv3(x);

6) W(x,s)=ic(x,s)tv2(x)- ib(x,s)(tv1(x)-tv3(x))-ic(x,s)tv6(x);

7) W(x,s)=ic(x,s)(tv2(x)-tv6(x))+ib(x,s)tv3(x) -ib(x,s)tv1(x);

8) W(x,s)=ib(x,s)tv1(x)+ic(x,s)(tv2(x)-tv6(x))-ib(x,s)tv3(x).

Из этих уравнений в относительных единицах находится подзаряд компенсирующего конденсатора со стороны АИН. Графики решения уравнений энергетического баланса и решения уравнений заряда компенсирующего конденсатора приведены соответственно на рисунках 2 и 3.

Положение пространственного вектора выходного напряжения АИН Us, эквивалентного вектора выходного напряжения АИН Usэкв и выходного вектора тока Is.

Рис. График разности между разрядом и зарядом компенсирующего конденсатора при ДССМ s Q wst Рис. График заряда компенсирующего конденсатора при ДССМ s Q wst Рис. По уравнениям энергетического баланса для алгоритмов с синусоидальной модуляцией установлено, что компенсирующий конденсатор разряжается до своего первоначального значения на периоде модуляции Тм и найдены значения отклонения напряжения на его обкладках на периоде модуляции. По этому показателю все рассматриваемые алгоритмы с синусоидальной модуляцией оказались сопоставимы между собой. Анализ диаграмм управляющих импульсов позволил сопоставить рассматриваемые алгоритмы по динамическим потерям, величина которых оценивалась по числу переключений вентилей АИН (табл.1 и рис. 3) на периоде формируемого напряжения.

Таблица Сравнение алгоритмов управления по числу переключений вентилей Алгоритм ДССМ ДСМ на ССМ СЛМ Одноп. Двухп.

модуляции крайних ШИР ШИР интервалах Число fs=fsн fм/fs fм/fs 3fм/fs 2fм/fs 2fм/fs 3fм/fs Перекл fsfsн ючений fм/fs 3fм/fs 2fм/fs 2fм/fs 2fм/fs 3fм/fs В таблице1 использованы следующее обозначения [8,12]:

ДССМ – алгоритм двухполярной сплошной синусоидальной модуляции;

ДСМ – двухполярная синусоидальная модуляция;

ССМ – алгоритм симплексной синусоидальной модуляции;

СЛМ – алгоритм симплексной линейной модуляции.

ШИР – широтно-импульсное регулирование (прямоугольная модуляция) Диаграммы управляющих импульсов, фазных напряжений и токов питания АИ при симплексной линейной модуляции при р= Рис. Таким образом, при переходе к реальным ключам, которые коммутировали бы одинаковый ток, наибольшие динамические потери будут наблюдаться при использовании алгоритма ДССМ. Алгоритмы ДСМ на крайних интервалах, ССМ и СЛМ обеспечат коммутационные потери в 1.5 раза меньшие по сравнению с алгоритмом ДССМ во всем диапазоне регулирования скорости, а при работе на номинальной частоте алгоритм СЛМ обеспечит снижение динамических потерь в 3 раза по сравнению с алгоритмом ДССМ.

Вместе с тем, из-за отличия при формировании импульсов управления ключами АИ можно ожидать, что при использовании этих алгоритмов будет различным спектральный состав формируемого напряжения на выходе АИ, что в свою очередь повлияет на величину коммутируемого тока.

Во второй главе рассмотрены вопросы синтеза спектральных моделей для вышеперечисленных алгоритмов управления. Коэффициенты ряда Фурье для гармоник выходного фазного напряжения находятся по следующим формулам:

2 n 2N (3) a = Ucpф n cos( );

N n =1 N 2 n N b = Ucpф n sin( );

N n =1 N H = a + b, 2 где n – номер отсчета;

Н - амплитуда -ой гармоники, В;

Uсрфn – среднее значение напряжения на n-ом отсчете, В;

N – число отсчетов.

Разложение в ряд Фурье выполняется при допущении, что на выходе звена постоянного тока действует неизменная эдс Ed=539 В (что соответствует емкости компенсирующего конденсатора C=). В результате гармонического анализа для рассматриваемых алгоритмов модуляции при различных кратностях частот S=fм/fs (fм – частота модуляции, Гц;

fs - частота формируемого напряжения, Гц) были получены следующие результаты (табл.2 и 3).

Таблица Разложение в ряд Фурье выходного напряжения АИ при алгоритмах модуляции по синусоидальному закону Амплитуды -х гармонических [В] Алгоритм S модуляции Usm1 Usэф S-1 S+1 2S-1 2S+1 3S-1 3S+ 12 246.1 174.5 22.4 19 11 9.8 7.1 6. 24 254.6 179.8 11.1 10.1 5.6 5.2 3.7 3. ДССМ 48 256.8 181.6 5.5 5.2 2.6 2.5 1.8 1. 120 257.4 182 2.2 2.1 1.1 1.1 0.7 0. 12 294.1 207.9 26.6 22.7 12.6 11.9 8.2 8. 24 296.5 209.7 12.9 11.9 6.3 6.1 4.1 4. 48 297.2 210.1 6.2 6.1 3.1 3.1 2 2. ССМ 120 297.3 210.2 2.5 2.4 1.3 1.2 0.8 0. Таблица Разложение в ряд Фурье выходного напряжения АИ при алгоритмах модуляции ДСМ, СЛМ, ШИР Амплитуды -х гармонических [В] Алгоритм S модуляции Usm1 Uэф1 5 7 11 13 17 19 23 25 47 ДСМ1 12 264.6 187.1 8.6 5.9 23.9 20.5 2.6 2.1 11.3 10.7 5.5 5. 24 264.6 187.1 4.8 5.6 2.5 2.1 2.3 1.2 11.5 10.6 5.6 5. 48 264.7 187.1 3.3 5.6 1.3 2.4 1.2 1.4 1.0 0.9 5.6 5. 120 264.6 187.1 2.8 5.7 0.8 2.5 0.8 1.5 0.7 1.1 0.6 0. ДСМ2 12 275.3 194.7 2.3 1.7 24.8 21.4 0.7 0.6 11.7 11.2 5.6 5. 24 281.3 198.9 5.1 6.0 2.7 2.2 2.4 1.3 12.3 11.4 6.0 5. 48 283 200.7 3.6 6.0 1.4 2.6 1.3 1.5 1.1 1.0 6.0 5. 120 283.3 201 3.0 6.1 0.9 2.6 0.9 1.6 0.8 1.1 0.5 0. СЛМ 12 306.1 216.5 4.4 3.1 27.6 23.8 1.3 1.2 13.1 12.4 6.3 6. 24 311.3 220.8 13.5 7.4 3.8 3.1 3.1 3.5 13.6 12.6 6.7 6. 48 312.7 221.8 12.8 6.6 2.8 2.1 1.3 1.5 0.9 0.8 6.6 6. 120 313 222 12.6 6.4 2.6 1.9 1.1 0.9 0.6 0.6 - ШИР - 327.9 232.5 65.6 46.8 29.8 25.2 19.3 17.3 14.3 13.1 7.0 6. По приведенным в таблицах результатам можно сделать вывод, что, при бестрансформаторном подключении к сети, алгоритмы ДССМ, ДСМ на крайних интервалах не обеспечивают требуемое действующие значение огибающей фазного напряжения, формируемого на статоре АД, при номинальном сигнале задания скорости. Алгоритм ССМ позволяет обеспечить требуемое действующие значение огибающей фазного напряжения (при условии С= и отсутствии падения напряжения в полупроводниковых вентилях), причем высшие гармонические проявляются у него только с номерами кратными nS±1, где n=1,2,3,…, и амплитуда их обратно пропорциональна величине nS±1. Однако, в реальных установках емкость компенсирующего конденсатора С, кроме того напряжение в сети может отклоняться от номинального. Для увеличения действующего значения огибающих напряжений на фазах АД можно перейти к алгоритму СЛМ, который позволяет увеличить значение амплитуды 1-ой гармонической составляющей фазного напряжения АД при незначительном ухудшении его качества.

В третьей главе были рассмотрены вопросы выбора математической модели АД для анализа процессов ВЭМС. При выборе математической модели АД ПЧ представлялся разными (в зависимости от алгоритма модуляции) циклическими последовательностями ступенчатых функций. Простейшей моделью АД, обеспечивающей его корректную математическую замену при синусоидальном напряжении на фазах АД, является эквивалентная статическая R-L нагрузка, параметры которой находятся из Т-образной схемы замещения (рис. 4). Эквивалентное активное и индуктивное сопротивление в этой схеме определяется по следующим формулам:

Rэ=rs+(rrxµ2fs*fr*)/(rr2+xr2fr2);

(4) Хэ=fs*xs-(xµ2xrfr2fs)/(rr2+xr2fr*2).

Т-образная схема замещения фазы АД jxs fs* jxr fs* rs rr fs* Us* jxµ fs* Usн fr* fs* Рис. При этом АД в этой модели ВЭМС будет описываться системой из трех дифференциальных уравнений:

di sa U sa = L sэ + R sэ i sa (5) dt di U sb = L sэ sb + R sэ i sb dt di U sc = L sэ sc + R sэ i sc dt Для синусоидального напряжения токи, рассматриваемые по этой модели, имеют отклонение не более 7% от паспортного значения и результаты моделирования хорошо совпадают с аналитическими расчетами для неноминальных режимов, в то же время результаты расчетов при модулированном напряжении на фазах АД значительно расходятся с паспортными данными и аналитическими расчетами. Таким образом, для более точного анализа необходимо использовать систему уравнений реального равновесия напряжений АД, в то же время модель, основанную на замене АД статической R-L нагрузкой удобно использовать для предварительного анализа электромагнитных процессов в ВЭМС. Наиболее простое описание электромагнитных процессов получается при использовании двухфазной модели обобщенной машины. Как показали проведенные исследования, использование двухфазной модели ВЭМС будет корректно для описания процессов в «среднем» на периоде формируемого напряжения. В «малом» же, на периодах модуляции, корректность этой модели обеспечивается лишь для источников идеализированного синусоидального напряжения и алгоритмах с синусоидальной модуляцией, в выходном напряжении которых присутствуют только высшие гармонические составляющие напряжения с номерами n(S±1).

В то же время, если на фазах АД происходит отклонение огибающих выходного напряжения от синусоидальной формы, то форма огибающих напряжений на эквивалентных фазах АД будет различной (рис. 5), при одинаковом гармоническом составе. Поэтому для рассматриваемых алгоритмов управления ключами АИН, при анализе квазиустановившихся процессов в ВЭМС, был сделан вывод о целесообразности применения математической модели в трехфазных неподвижных осях.

Система огибающих напряжений U и U при СЛМ 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0. - - Рис. В четвертой главе были рассмотрены вопросы анализа и оптимизации квазиустановившихся процессов в ВЭМС с модульным управлением. На основании материалов, полученных в предыдущих главах, была синтезирована математическая модель ВЭМС для рассматриваемых алгоритмов модуляции с использованием математической модели АД в трехфазных неподвижных осях, и с помощью этой модели были рассмотрены режимы пуска АД на различные частоты, квазиустановшиеся процессы в ВЭМС при различных алгоритмах модуляции. При математическом описании АД использовались следующие общепринятые в теории электропривода основные допущения:

1) потери в стали отсутствуют;

2) АД обладает симметрией в электрических и магнитных цепях;

3) намагничивающая цепь линейна;

4) АД имеет гладкий воздушный зазор;

5) фазы АД имеют сосредоточенные параметры.

Для экспериментальной проверки результатов исследований использовалась установка, изображенная на рисунке 6.

Результаты экспериментальных исследований позволили сделать следующие выводы:

1) Результаты расчетов с использованием разработанной математической модели с высокой точностью совпадают с результатами экспериментальных исследований при моментах нагрузки М0.1Мн 2) При малых нагрузках и в режиме холостого хода (особенно без присоединенного механизма) в электроприводах наблюдаются качания момента, которые отсутствуют в рассчитанных на модели характеристиках 3) Качания момента наблюдаются в средней части диапазона регулирования, причем система не теряет устойчивости. На малых частотах вплоть до перехода в шаговый режим качаний момента не возникает (рис. 7).

4) При увеличении момента инерции (например, при соединении вала двигателя с ненагруженным механизмом) полоса неблагоприятных частот и амплитуда качаний заметно уменьшается.

5) С уменьшением мощности ЭП качания момента уменьшаются и в установках малой мощности (менее 2.2 кВт) они вообще отсутствуют 6) Увеличение емкости компенсирующего конденсатора относительно расчетной (вплоть до 4-х кратной) не устраняет качаний, но амплитуда переменной составляющей момента заметно уменьшается.

7) Частота качаний момента не соответствует ни частоте модуляции, ни частоте переключения полуфаз инвертора, а фактически равна частоте вращения ротора двигателя.

В ряде исследований систем преобразователь частоты – асинхронный двигатель было показано, что существенным фактором, влияющим на работу частотно-регулируемых ЭП, является уровень совместимости вентильного преобразователя и АД. Теоретические исследования и расчеты выполняются на основе допущения, что распределение магнитной индукции в воздушном зазоре синусоидально. В этом случае при синусоидальной форме токов знакопеременные моменты отсутствуют.

Экспериментальная установка Рис. Однако, у асинхронных машин общепромышленных серий закон распределения магнитной индукции в зазоре (особенно в режиме холостого хода) может отклоняться от синусоидального. В результате будет наблюдаться качания угла между пространственными векторами тока и рабочего потокосцепления, что и приводит к качаниям момента. В ЭП за счет энергообмена между компенсирующим конденсатором и машиной эти качания усиливаются. Это явления необходимо учитывать прежде всего в ЭП, где отсутствует непосредственный контроль вектора рабочего потокосцепления. Причины возникновения качаний в среднечастотной зоне можно объяснить на основе анализа корней характеристического уравнения асинхронной машины:

(sr+(s+r)p+p2)2+(s+p)2=0 (6), где s=rr/Ls, 1/c;

r=rr/Lr, 1/c;

– скорость вращения ротора, рад/с;

р – оператор Лапласа.

Решение уравнения (6) дает две пары сопряженных комплексных корней:

p1,2=1()±j1() (7), p3,4=2()±j2() где 1,2()=A±B() – коэффициенты демпфирования;

2,1()=C()±D() – угловые частоты;

А=(s-r)/2;

C()=/2;

B( ) = a 2 c 2 ( ) + 4 b + (a 2 c 2 ( ) + 4 b) 2 + 4 a 2 c 2 ( ) ;

2 D( ) = a 2 + c 2 ( ) 4 b + (a 2 c 2 ( ) + 4 b) 2 + 4 a 2 c 2 ( );

2 a=s-r;

b=sr(1-);

c= Графики зависимостей угловых частот и коэффициентов демпфирования от скорости вращения ротора АД с синхронной скоростью s=157 рад/с и мощностью Рн=0.55 кВт и Рн=5.5 кВт приведены на рисунках 8 и 9. Именно в средней части диапазона регулирования у АД с Рн=5.5 кВт угловые частоты собственных колебаний заметно превышают коэффициенты демпфирования. В результате электромагнитные процессы, вызванные качанием момента, не успевают затухать за период этих качаний.

Осциллограммы тока фазы АД с Рн=5.5 кВт при холостом ходе на частотах fs=50;

31;

26;

16;

10 Гц fs=50 Гц fs=31 Гц fs=26 Гц fs=16 Гц fs=10 Гц Рис. Графики зависимостей коэффициентов демпфирования и угловых частот от скорости вращения ротора для АД с Рн=5.5 кВт Рис. Графики зависимостей коэффициентов демпфирования и угловых частот от частоты напряжения статора для АД с Рн=0.55 кВт 1(), Рис. Заключение.

1) Анализ алгоритмов модуляции и соответствующих им спектральных моделей автономных инверторов напряжения показал, что наибольший коэффициент использования источника напряжения при снижении числа коммутаций за период формируемого напряжения в три раза по сравнению с алгоритмом ДССМ обеспечивается при прямоугольной модуляции на средних интервалах полупериодов. При других алгоритмах модуляции наилучшие результаты достигаются при симплексных алгоритмах, обеспечивающих пространственно векторную модуляцию напряжения.

2) Выбор алгоритма управления ключами инвертора в электроприводах с модульным управлением моментом и инвертором в режиме источника напряжения (ЭДС) зависит от механизма и качества регулирования скорости. Так для высокоскоростных и сверхвысокоскоростных электроприводов с fsн(0.8-1.0) кГц при ограниченном диапазоне регулирования скорости (шлифовальные станки) целесообразно использовать прямоугольную модуляцию на средних интервалах полупериода. Для электроприводов с номинальной частотой fsн=50 Гц целесообразно применять алгоритм пространственно-векторной модуляции.

3) При ограниченном диапазоне регулирования вниз от номинальной скорости (D=10 15) и необходимости двухзонного регулирования целесообразно от пространственно-векторной модуляции по синусоидальному закону перейти на модуляцию по линейному закону. В этом случае при бестрансформаторном подключении преобразователя к сети будет обеспечиваться номинальный режим работы электропривода на номинальной частоте. Однако и в этом случае в верхней зоне регулирование будет осуществляться по закону Us=const. При необходимости обеспечить регулирование в верхней зоне с постоянством мощности необходимо увеличить мощность двигателя на один габарит, либо использовать повышающий трансформатор. Последнее решение нельзя признать целесообразным.

4) Для анализа квазиустановившихся процессов в системе вентильный преобразователь-асинхронный двигатель была разработана математическая модель системы на основе уравнений машины в трехфазных осях статора и соответствующая ей программа. Модельные исследования системы при различных алгоритмах модуляции позволили получить результаты, близкие к экспериментальным при режимах нагрузки М0.1Мн, а также для случая синусоидального распределения магнитной индукции в воздушном зазоре.

5) Результаты экспериментальных исследований, а также опыт эксплуатации промышленных образцов электроприводов показали, что электроприводы во всех режимах сохраняют устойчивость, но в режимах холостого хода без присоединенного к валу двигателя механизма в средней части диапазона регулирования наблюдаются качания момента. В электроприводах с присоединенным к валу двигателя ненагруженным механизмом полоса частот и амплитуда качаний заметно уменьшаются. Частота качаний при этом близка к частоте вращения ротора машины.

6) Анализ известных работ, а так же результатов исследований позволили заключить, что причиной возникновения качаний является отклонение закона распределения индукции в зазоре от синусоидального, что при синусоидальной форме тока приводит к качаниям угла между пространственными векторами, формирующими момент. Этим же объясняется расхождение результатов модельных и экспериментальных исследований, так как при написании программы предполагалось синусоидальное распределение магнитной индукции в воздушном зазоре.

7) Радикальным средством устранения колебаний является формирование токовых траекторий, обеспечивающих равенство скоростей вращения пространственных векторов тока и потокосцепления, например, за счет перехода к трапецеидальной форме токовой траектории. Однако в электроприводах (в том числе с векторным управлением), где не используется непосредственный контроль вектора рабочего потокосцепления, за счет изменения степени насыщения с изменением нагрузки, искажения будут меняться в зависимости от режима работы. Поэтому эту задачу целесообразно решать за счет перехода на управление мгновенным значением вектора ЭДС статора за счет организации скользящего режима в контуре ЭДС на основе разрывного управления. Следует отметить, что такой способ формирования сигналов по вектору ЭДС используется и в современных электроприводах с векторным управлением моментом.

По теме диссертации опубликованы следующие работы:

1. Грузов, В. Л. Анализ динамических возможностей частотно-регулируемых асинхронных электроприводов/ В. Л. Грузов, А. В. Машкин/ Сборник научных трудов института в 2-х томах: Т.1. Вологда: ВоПИ, 1997. - С. 51- 2. Грузов, В. Л. Обеспечение энергетического баланса в системе «преобразователь частоты – асинхронный двигатель»/ В. Л. Грузов, А. В. Машкин// Сборник научных трудов института в 2-х томах: Т.1. Вологда: ВоПИ, 1998. - С. 9- 3. Грузов, В. Л. Обеспечение требуемого качества регулирования скорости в системе с модульным управлением/ В. Л. Грузов, А. В. Машкин// Перспективные технологии автоматизации: Тезисы докладов международной электронной научно-технической конференции. – Вологда: ВоГТУ, 1999. - С. 72- 4. Грузов, В. Л. Алгоритмы управления инверторами напряжения в частотно-регулируемом электроприводе / В. Л. Грузов, Д. В. Дмитриев, А. В. Машкин, А. Н. Мурин //Перспективные технологии автоматизации: Тезисы докладов международной электронной научно технической конференции. – Вологда: ВоГТУ, 1999. - С. 55- 5. Грузов, В. Л. Особенности симплексных алгоритмов управления автономными инверторами с ШИМ /В. Л. Грузов, А. В. Машкин// –Управляющие и вычислительные системы. Новые технологии: Материалы межвузовской научно-технической конференции. – Вологда: ВоГТУ, 2000. - С. 54- 6. Грузов, В. Л. Математические модели вентильно-электромеханических систем в задачах анализа и синтеза/ В. Л. Грузов, С. И. Авдонин, С. Б. Федотовский, А. В. Машкин// Вестник Вологодского государственного технического университета. – 2000. - №1. – С. 11- 7. Грузов, В. Л. Моделирование электромагнитных процессов при анализе и синтезе асинхронных электроприводов/ В. Л. Грузов, А. В. Машкин// Современные проблемы информатизации в технике и технологиях: Труды V Международной электронной научной конференции. – Воронеж: ЦЧКИ, 2000. -С. 8. Грузов, В. Л. Анализ и оптимизация алгоритмов управления в частотно-регулируемых электроприводах с инверторами напряжения/В. Л. Грузов, А. Н. Красильников, А. В.

Машкин// Электротехника. – 2000-. №4 – С.15- 9. Машкин, А. В. Об определении динамических свойств асинхронного двигателя путем анализа корней его характеристического уравнения на различных уровнях скорости/ А. В.

Машкин // Сборник научных статей аспирантов ВоГТУ. -Вологда: ВоГТУ, 2000. – С. 4- 10. Машкин, А. В. Оценка величины перенапряжения на компенсирующей емкости в системе неуправляемый выпрямитель-автономный инвертор-асинхронный двигатель/А. В. Машкин// Современные проблемы информатизации в технике и технологиях: Труды VI Международной открытой конференции. – Воронеж: ВЭПИ, 2001. - С. 42- 11. Машкин, А. В. Применимость двухфазной модели асинхронного двигателя при идентификации его параметров/А. В. Машкин// Управляющие и вычислительные системы.

Новые технологии: Материалы межвузовской научно-технической конференции. – Вологда:

ВоГТУ, 2001. - С. 69- 12. Грузов, В. Л. Сравнительный анализ алгоритмов управления автономными инверторами напряжения в асинхронных электроприводах/ В. Л. Грузов, А. В. Машкин// Электротехника.

– 2001-. №12. – С.34-

 

Похожие работы:





 
2013 www.netess.ru - «Бесплатная библиотека авторефератов кандидатских и докторских диссертаций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.